10kVA光伏并网逆变器调试心得
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光伏并网逆变器的产品主要有三种类型：300W以下的微型逆变器（主要是美国市场），1~20kVA的组串型逆变器（总体来说，1-6kVA是单相机，6~20kVA是三相机，主要是欧洲市场），30kVA以上的电站型逆变器（国内市场的主要产品，国外市场也有）。
最近在做10kVA光伏并网逆变器的项目，6kVA~20kVA的非隔离型三相并网逆变器，即组串型并网逆变器，主要是面向欧洲市场。拓扑前级两路Boost变换器，后级T型三电平逆变器，调制方式为spwm，单L滤波器。双DSP控制，都是TI28系列的dsp。
母线电压800V，三相四线输出，电网电压176V~265V/50Hz,前级Boost MPPT范围270V-700V,前后级开关频率都是16k，选用威科泰克Vincotech IGBT Module。电感采用CSC的铁硅铝磁芯。
陆续将调试中遇到的问题及解决方案分享给大家。
首先说明一下：PI参数均是通过环路设计后，实验中 略微调试得到的。
本人能力有限，如有错误请您不吝指教！谢谢！
环路设计参数文档：
1、波形出现如下状况：
绿色为电流波形，蓝色为电网电压，红色为驱动，电流波形中含有明显的3次，5次，7次等谐波，这是由于电流环路低频增益不够造成的，而且带宽太低， 对电网背景谐波抑制能力不足；
T（s）是开环传递函数，低频增益不够高时，会从两个方面对进网电流质量产生影响：1）低频增益不够高，对电流参考的跟踪能力不足，造成电流的正弦度不够，同时稳态误差过大；2）低频增益不够，对电网背景谐波的干扰抑制能力不足，造成进网电流中含有明显的低次谐波。带宽太低时（相当于滤波电感较大），对开关频率次的谐波衰减较大，因此电流波形中开关频率次谐波含量很少；带宽太高时(相当于滤波电感较小)，对开关频率次的谐波衰减不足，电流波形中会含有较多的开关频率次谐波，这也是母线电压升高（带宽增加）时，进网电流中高频谐波含量增加的原因。
根据上图看出设计出的PI参数满足要求，但这是模拟控制器的参数，需要将其离散化为数字控制器参数才能使用，由于大家的PID算法不同，离散化方法也不同，此处不作详述了。
参数调整后实验波形如下，可见电流波形很干净，正弦度很好：
2、启动电流冲击
绿色为电流波形，黄色为并网信号；
原因：1、参数调试不好；2、在并网之前，电流反馈由于运放零飘等问题会有一个较小的值，理论上应该完全为0，这样就造成在并网启动之前所算出的占空比是错误的，造成并网瞬间冲击电流过大；
修改方法：在并网之前，强制电流反馈值为0，同时调整参数：
3、调试C相的过程中，波形中出现超低频（小于50Hz，几个工频周期波动一次）的谐波
绿色为电流波形；
原因：这是由于程序造成的。AD中断是由EPWM1计数器的周期匹配事件启动的，EPWM1的周期寄存器在只调试C相的时候是不会随着C相电压的频率改变而改变的，而C相的周期寄存器EPWM5和EPWM6是不断改变的，这样EPWM1和EPWM56周期寄存器之间就有一个差值，随着时间的积累，就会AD中断不是在C相载波的峰值处启动，而是在其他地方启动，这样就会引入一个低频的扰动。
修改方法：由于三相电网电压的频率是一致的，因此调频的时候可以用同一个频率写入三相的载波周期寄存器，这样三相的载波就是同步的载波，启动中断的时间也就是在同一时刻。
4、并网三相同时启动的问题
描述：在最初单相并网时，启动前是通过DSP输出端的三态缓冲器451的使能端将所有驱动信号封锁的，并网时，在电网电压过零点开启451芯片的使能信号，给出三相的驱动信号，但是这样只能保证一相在过零点启动，另外两项在120度，240度处启动，因为并网前算出的占空比较大，电流冲击会比较大。
修改方法：为了保证三相都在过零点启动，应该将三相驱动的封锁信号分离开来，使用28335的错误控制信号即可。
5、电流波形出现中频谐波
绿色为电流波形，蓝色为电网电压；原因：这种谐波是由于采样调理电路中，电流在进入电压跟随器前有一个RC滤波，当时所取R=100，C=100n，截止频率为100kHz，这样会对中频增益有所影响。
修改方法：取C=10n即可。 这个问题和第8个问题是一样的，减小电流环的积分系数，对电流波形也有改善。我一直没有想通这个问题，积分环节只会对稳态误差和动态性能有影响，不知为何会引入这种振荡，求指点。
6、相位差问题
绿色为电流波形，蓝色为电网电压
相位差由三部分引起：1、计算延时，从捕捉到锁相信号到计算占空比之间的计算延时；2、PI调节器引起的稳态误差；3、电网电压带来的相位差
7、三相联调时锁相干扰问题
描述：三相联调时，发现B相电流波形中出现低频纹波，图中绿色波形为B相电流波形，
红色为B相电压波形，可以看到B相锁相不正确，第四张图中黄色波形为程序中在IO口设置一锁相捕获信号，可以看到该捕获信号受到了极大的干扰。第五张图为B相电压经过零比较器的方波信号，低电平处有很多的噪声干扰，dsp捕获单元捕获这些噪声后，计算出的频率域电网电压频率相去甚远，程序将其舍弃，认为未捕捉电网电压过零点，造成锁相失败。
解决方案：加大捕获信号进入捕获口的滤波电容，原来是1nF，后来改成22nF，10nF，B相甚至采用了RC滤波，R=100，C=10nF。效果如第六张图所示。
8、功率加至85%时，电流波形出现振荡。减小kp和ki后，波形有所改善。原因不明，尚待分析。
最终并网三相电流波形如下：
9、并网均压环的调试
均压环策略如上图。 绿色为母线电容一个电容电压波形
均压环调试过程中出现这样几种情况：电容电压中出现低频振荡，下图中绿色波形为一电容电压波形，理论上其低频脉动为150Hz。通过减小均压环控制器的积分系数可以降低振荡频率，但是不能改变振荡的幅值；通过增大比例系数可以减小振荡幅值，但不影响振荡频率。
均压环控制参数与母线电压无关，与负载有关，较大的负载电流需要较大的比例系数，较大的限幅系数，限幅值取满载电流的8%较为合适。
10、均压环加入后，电流波形出现畸变，3次谐波严重，如图所示：
改进措施：减小均压环的积分系数，没有影响；减小均压环的比例系数，波形改善很多，thd下降很快；以前减小均压环的比例系数后不能够均压，但是这次减小积分系数同时减小比例系数仍然可以均压。改善后结果如下图： 最后的波形没找到，thd可以降至2%，懒得做了，准备两级联调后再调整。
您好！均压环的控制目标本身是控制进网电流的直流分量,因此不需要将它与正弦表相乘。这个调整的逻辑您可以自己推算一下。还有一种均压环方法如下图，这种均压环的方案稳定性不好，其实原因就是均压环控制的是进网电流的直流分量，而此种方法调节方式没有经过电流内环的调节器补偿，所以稳定性不好。
均压环的控制目标本身是控制进网电流的直流分量这话不对吧，母线电压不平衡并不能产生直流分量，这个我试过，所以均不均压是对直流分量没有影响的。
南航谢少军老师的关于均压问题的论文。
电流型控制半桥逆变器研究_I_直流分压电容不均压问题.pdf
电流型控制半桥逆变器研究_直流电容电压偏差前馈控制技术.pdf
浙大钱照明老师的关于均压问题的论文
一种新型半桥逆变器电容均压控制策略.pdf
11：母线电容的设计
目前组串型三相并网逆变器（6kVA~20kVA）产品主要采用前级Boost+三电平逆变器的拓扑结构，直流母线电压一般为800V，本人看了一些国产的样机，母线电容都取的很大，有的样机母线电容取到20个500V/300uF的电解电容，上下各 10个。从概念上来讲，三相功率平衡的情况下，母线电容电压的脉动为0，母线电容可以取0，但实际上为什么还需要母线电容呢？这个母线电容要多大呢？与单相机的母线电容有什么区别呢？最初设计时，本人也没有这个概念，也是请教了一名工程师后，取了经验值，上下各2300uF。后来实在不甘心，仔细去设计了一下，发现国内这些产品的母线电容确实取大了（不考虑寿命，仅考虑纹波）。
首先来分析一下为什么需要母线电容，母线电容的作用是功率解耦，即当前级功率不足时，母线电容可以提供一部分功率，当前级功率增加时，可将增加的功率暂时储存在母线电容中，这样母线电容就相当于一个缓冲器，不会造成后级功率的突变（电流的突变或大超调），这只是从概念上讲。
具体的设计方案呢，应该从稳态时电容电压的纹波着手。理论上电容电压纹波为0，实际上由于开关管的开通和关断会带来开关频率的纹波，三相开关管带来的就是上电容和下电容同为150Hz的纹波，母线电容总体表现出来的纹波为300Hz。
下图是仿真波形，Ibus是母线输出电流，Vbus_cap是上电容的电压，Iqa,b,c分别是三相桥臂上管的电流波形，可以看出上（下）母线电容的脉动电压为150Hz，该母线电容的脉动是由于三相开关管的开关造成的，红色框里三相中有两相开关管开通，蓝色框里有一相开关管开通，该开关管的电流表达式非常容易推得，计算出蓝色框对应的这段时间电容的放电的电荷总量（电流对时间的积分），再除以允许的母线电容电压脉动即可求出需要的母线电容值，如下式：
(解释：我的一个工频周期的正弦表有320个点，这里计算的是1/3Ts~2/3Ts这段时间（对应图中蓝色框）的电容充放电的电荷量，因此53/160和107/160代表的是1/3和2/3;Iin是前级输出电流，Ipeak是进网电流峰值，Tg是工频周期，M是调制比；
流过电容的电流等于（Iin-Iqa-Iqb-Iqc),对这个电流进行积分就是电荷量，积分就是面积，每个开关周期的电流近似一恒定值，面积近似一矩形，高度就是电流瞬时值，长度就是时间Tg/320*[1-sin(n*pi/160)].这是我自己推导的，感觉应该没什么问题。
我搜了很多文献，都没有关于三相逆变器的母线电容的计算根据，有一篇文献指出三相逆变器的母线电容可以取同等条件下单相机的1/10,个人觉得理论依据不足。
)
加入设计的母线电容允许脉动为10V，那么需要的电容值为1700uF，其实这个脉动可以允许更大，20V也绝对满足要求，这时电容值850uF。我的仿真结果是按照1680uF仿真，并且考虑了实际的ESR后，脉动为10V，与理论设计几乎一致。
下面是实验结果，与理论分析也很一致：绿色为母线电容电压脉动
至于三相机和单相机母线电容的设计方法的不同之处，以后有机会再来分享。
12、关于软件保护
概念上都说软件保护比硬件保护慢，那么到底软件保护要多长时间？那些保护可以用软件实现？那些保护必须用硬件实现？母线过压保护、前后级过流保护、输入过压保护，这些保护的动作都是关闭驱动信号，其动作周期只需要一个开关周期即可实现，因为程序中AD转换结束后，进入AD中断的程序执行，在这个执行的过程中要进行保护信号的检测，当检测到保护信号时，立刻封锁驱动，检测保护的周期即是开关周期，也就是说软件保护的最大延时是一个开关周期，这对于上述保护时间上是足够的了。只有短路保护需要硬件强制执行。因为现在IGBT的短路容忍能力大概是6~10uS，开关周期大约几十uS，因此必须硬件保护。下图给出的是软件执行过流保护的过程：红色电流过流后，很快就保护了。
还有一个问题，保护后立即关断驱动后，电感储存的能量如何释放？会不会引起电压尖峰？其实驱动关闭后，电感电流会通过反并二极管续流，将能量释放到母线电容中，那会不会充爆母线电容呢？我定量计算了一下，满载情况下关闭驱动，电感电流最多需要3个开关周期就能下降为0，电感存储的能量最多使母线电容电压升高3V：
当然这个升高多少和母线电容的大小也有关系。
采用单电感的优点是控制简单，不会出现LCL谐振尖峰的问题，一阶系统嘛~缺点就是电感值比LCL的两个电感之和大点儿。我的建模图不是LCL的，就是单L的。
电感的计算原则有两个，一是电感电流纹波，取30%峰值电流大小，二是电感压降，满载时电感压降要能够满足最高电网电压时的要求，不要出现过调制的情况。电感值是3mH。不加电网电压前馈的满载时电流THD是1.4%。
母线电压是800V，从两个方面考虑，一方面是PV的MPPT电压范围（270V~700V），另一方面要考虑最高电网电压时，调制比不要超过0.707。
三相桥的增益，我不太明白您指的这个增益是什么？
现在这种组串型的逆变器基本拓扑结构就是这样的，只不过前几年都是使用的I型三电平。
解释：
基准值是经过锁相环得到的与电网电压同频同相的量，其幅值由母线电压外环的输出得到，并不是幅值为1；闭环调节的稳态目标是使得反馈电流与基准值完全一样；基准与反馈的误差经过调节器调节后得到调制波，该调制波与三角载波比较得到SPWM驱动信号，当基准大小不同时，驱动的占空比也不同。
无论是并网还是PFC，都有这样一个关系： ，其中Vg是电网电压，VAB是桥臂中点（全桥逆变器为例）输出电压，通过改变占空比改变VAB的大小，使其始终满足上式（图中）的相量关系，就能保证并网时的进网电流与电网电压的同相位。
以全桥逆变器为例重新画了一张图，Gi(s)是PI调节器，误差信号经PI调节器调节后得到调制波信号vc，调制波信号vc与三角载波交接得到spwm驱动Dy，其中三角波的传函是1/Vm,驱动Dy作用逆变器后，得到桥臂中点输出电压VAN，VAN减去电网电压得到电感两端电压VAN-Vg，运用欧姆定律就得到进网电流，这是并网逆变器模型的由来。其中逆变器等效为比例环节Vdc。
请看一下阮新波老师的论文，既有理论深度，又有工程实践意义，优秀科技论文的典范。
RuanXB_FullFeedforward of Grid Voltage.pdf
(再看了楼主的建模分析后，又看了徐德鸿老师的建模书，这里面提到了一个问题，就是在设计出模拟PI环节的参数后，要进行离散化处理，而离散化处理就遇到了一个归一化的问题，这个我一直没有搞清楚，因为在写程序的过程中，每个控制量都有自己的量纲，要怎么样归一化处理后，才能使最后PI计算出来的结果正好是SPWM波的占空比？
离散化，用matlab的“c2d'功能，或者简单弄的话，变成Z域的PI参数：P不变，I乘以采样时间。)
13、 MPPT算法跑到PV曲线右侧，追踪失败，不能够再次回到MPP。
我的MPPT算法是扰动观察法，理论上讲，外界环境稳定的时候，扰动观察法不会出现追踪不到MPP的。步长采用MPP对应电压的0.5%时，发现功率点跑到PV曲线右侧时，不能返回至MPP。
将步长增大至1%时，可以解决这个问题。
定性分析：在PV曲线右侧，斜率较大，较小的扰动对其功率变化影响较大，如果采样精度不够，采样误差对扰动步长可以相比（在一个数量级？），这时可能出现上述情况。具体还没有作定量分析，到底采样误差对扰动步长的选取有何影响，准备作一下定量分析。
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