D类音频放大器的原理及其应用
描述
最近几年首次提出的D类放大器近年来越来越受欢迎。什么是D类放大器？它们与其他类型的放大器相比如何？为什么D类对音频感兴趣？制作“好”的D类音频放大器需要什么？ ADI的D类放大器产品有哪些特性？在以下页面中找到所有这些问题的答案。
音频放大器背景
音频放大器的目标是在产生声音的输出元件上再现输入音频信号，并具有所需的音量和功率水平 - 忠实，高效，低失真。音频频率范围从大约20 Hz到20 kHz，因此放大器必须在此范围内具有良好的频率响应（驱动带限扬声器时较少，例如低音扬声器或高音扬声器< / em>的）。电源功能因应用而异，从耳机中的毫瓦到电视或PC音频的几瓦，到“迷你”家用立体声和汽车音响的几十瓦，到数百瓦以及更强大的家用和商用。声音系统 - 以及用声音填充剧院或礼堂。
音频放大器的简单模拟实现使用线性模式的晶体管来创建输出电压，该输出电压是输入电压的缩放副本。正向电压增益通常很高（至少40 dB）。如果正向增益是反馈环路的一部分，则总环路增益也会很高。通常使用反馈，因为高环路增益可以改善由前向路径中的非线性引起的性能抑制失真，并通过增加电源抑制（PSR）来降低电源噪声。
D类放大器优势
在传统的晶体管放大器中，输出级包含提供瞬时连续输出电流的晶体管。音频系统的许多可能实现包括A类，AB类和B类。与 D类设计相比，即使是最有效的线性，输出级功耗也很大输出阶段。这种差异在许多应用中具有D类显着优势，因为较低的功耗可产生较少的热量，节省电路板空间和成本，并延长便携式系统的电池寿命。
线性放大器，D类放大器和电源耗散
线性放大器输出级直接连接到扬声器（在某些情况下通过电容器）。如果在输出级中使用双极结型晶体管（BJT），它们通常以线性模式工作，具有大的集电极 - 发射极电压。输出级也可以用MOS晶体管实现，如图1所示。
电源在所有线性输出级耗散，因为产生 V OUT的过程 在至少一个输出晶体管中不可避免地导致非零 I DS 和 V DS 。功耗量很大程度上取决于偏置输出晶体管的方法。
A类拓扑结构使用其中一个晶体管作为直流电流源，能够提供扬声器所需的最大音频电流。 A类输出级可以获得良好的音质，但功耗很大，因为大的直流偏置电流通常流入输出级晶体管（我们不需要它），而不是交付扬声器（我们确实需要它）。
B类拓扑结构可消除直流偏置电流，并显着降低功耗。其输出晶体管以推挽方式单独控制，允许MH器件向扬声器提供正电流，ML用于吸收负电流。这降低了输出级功耗，仅通过晶体管传导信号电流。然而，由于非线性行为（交叉失真），当输出电流通过零并且晶体管在开启和关闭条件之间变化时，B类电路的声音质量较差。
< p> AB类是A类和B类的混合折衷方案，它使用一些直流偏置电流，但远低于纯A类设计。小的直流偏置电流足以防止交叉失真，从而实现良好的音质。功耗尽管在A类和B类限制之间，但通常更接近B类。需要一些类似于B类电路的控制，以允许AB类电路提供或吸收大输出电流。
不幸的是，即使设计精良的AB类放大器也具有显着的功耗，因为其中端输出电压通常远离正或负电源轨。因此，大的漏源电压降会产生显着的 I DS × V DS 瞬时功耗。
由于采用了不同的拓扑结构（图2）， Class D 放大器的耗电量远低于上述任何一种。其输出级在正电源和负电源之间切换，以产生一系列电压脉冲。该波形对于功耗是有利的，因为输出晶体管在不切换时具有零电流，并且在它们导通电流时具有低 V DS ，因此给出较小的 I DS ×V DS 。
由于大多数音频信号不是脉冲序列，因此必须包含调制器将音频输入转换为脉冲。脉冲的频率内容包括期望的音频信号和与调制过程有关的显着的高频能量。通常在输出级和扬声器之间插入低通滤波器，以最小化电磁干扰（EMI）并避免以过高的高频能量驱动扬声器。滤波器（图3）需要无损耗（或几乎如此），以保持开关输出级的功耗优势。滤波器通常使用电容器和电感器，唯一有意耗散的元件是扬声器。
图4比较了A类和B类放大器的理想输出级功耗（ P DISS ）和AD1994 D类放大器的测量功耗，给出音频正弦波信号，绘制传送到扬声器的功率（ P LOAD ）。功率数归一化为功率电平， P LOAD max ，正弦频率被剪切到足以导致10％的总谐波失真（THD）。垂直线表示削波开始的 P LOAD 。
对于各种负载，功耗的显着差异是可见的，特别是在高和中等价值。在削波开始时，D类输出级的耗散比B类低约2.5倍，比A类低27倍。注意，A类输出级消耗的功率大于传送到扬声器的功率-a使用大直流偏置电流的结果。
输出级功率效率 Eff 定义为
在削波开始时，A类放大器的 Eff = 25％，B类放大器为78.5％，D类放大器为90％（见图5） ）。 A类和B类的最佳案例值是教科书中经常提到的值。
在中等功率水平下，功耗和效率的差异会扩大。这对于音频来说非常重要，因为嘈杂音乐的长期平均水平要低于瞬时峰值水平（取决于音乐类型的5到20倍），接近 P LOAD < / sub> max 。因此，对于音频放大器，[ P LOAD = 0.1× P LOAD max ]是合理的平均功率电平在哪里评估 P DISS 。在此级别，D类输出级功耗比B类低9倍，比A类低107倍。
对于10 W P LOAD的音频放大器 max ，1 W的平均 P LOAD 可以被认为是真实的听力水平。在这种情况下，D类输出级内的功耗为282 mW，B类为2.53 W，A类为 30.2 W 。在这种情况下，D类效率降至78％ - 从更高功率的90％。但即使78％也比B级和A级效率好得多 - 分别为28％和3％。
这些差异对系统设计有重要影响。对于高于1 W的功率水平，线性输出级的过度耗散需要显着的冷却措施以避免不可接受的加热 - 通常通过使用大块金属作为散热器，或使用风扇将空气吹过放大器。如果放大器被实现为集成电路，则可能需要庞大且昂贵的热增强封装以促进热传递。这些考虑因素在消费类产品中非常繁重，例如平板电视，其中空间是高级或汽车音响，其趋势是将更高的通道数量塞入固定空间。
对于以下功率水平1 W，浪费的电力可能比发热更困难。如果使用电池供电，线性输出级将比D类设计更快地耗尽电池电量。在上面的例子中，D类输出级消耗的电源电流比B类低2.8倍，比A类低23.6倍，导致手机，PDA和MP3播放器等产品的电池使用寿命大不相同。
为简单起见，迄今为止的分析主要集中在放大器输出级。然而，当考虑放大器系统中的所有功率耗散源时，线性放大器可以在低输出功率水平下比D类放大器更有利。原因是产生和调制开关波形所需的功率在低电平时可能是显着的。因此，精心设计的低至中等功率AB类放大器的系统级静态耗散可以使它们与D类放大器竞争。不过，对于更高的输出功率范围，D类功耗无疑是优越的。
D类放大器术语，以及差分与单端版本
图3显示了D类放大器中输出晶体管和LC滤波器的差分实现。该 H桥具有两个半桥开关电路，其向滤波器提供相反极性的脉冲，其包括两个电感器，两个电容器和扬声器。每个半桥包含两个输出晶体管 - 连接到正电源的高侧晶体管（MH）和连接到负电源的低侧晶体管（ML）。这里的图表显示了高端 p MOS晶体管。高端 n MOS晶体管通常用于减小尺寸和电容，但需要特殊的栅极驱动技术来控制它们（进一步阅读1）。
全H桥电路通常从单电源（V DD ）开始，接地用于负电源端子（V SS ）。对于给定的V DD 和V SS ，桥的差分特性意味着它可以提供两倍的输出信号和四倍于单端实现的输出功率。半桥电路可以由双极电源或单电源供电，但单电源版本会在扬声器上施加潜在有害的直流偏置电压V DD / 2，除非是隔离电容添加。
半桥电路的电源电压总线可以通过LC滤波器的大电感电流“泵浦”超过其标称值。通过在V DD 和V SS 之间添加大的去耦电容，可以限制泵浦瞬态的dV / dt。全桥电路不会受到总线泵浦的影响，因为流入其中一个半桥的电感电流流出另一个半桥，从而产生局部电流环路，最大限度地干扰电源。
音频D类放大器设计中的因素
较低的功耗为使用D类音频应用提供了强烈动力，但设计人员面临着重大挑战。这些包括：
输出晶体管尺寸的选择
输出级保护
声音质量
调制技术
EMI
LC滤波器设计
系统成本
输出晶体管尺寸的选择
输出晶体管选择尺寸以优化各种信号条件下的功耗。在执行大型 I DS 时确保 V DS 保持较小需要导通电阻（ R ON ）输出晶体管很小（通常为0.1欧姆至0.2欧姆）。但这需要具有显着栅极电容的大晶体管（ C G ）。切换电容的栅极驱动电路消耗功率 CV 2 f ，其中 C 是电容， V 是充电期间的电压变化， f 是开关频率。如果电容或频率太高，则“开关损耗”变得过大，因此存在实际的上限。因此，晶体管尺寸的选择是在导通期间最小化 I DS × V DS 损耗之间的权衡。最小化切换损失。在高输出功率水平下，导通损耗将主导功耗和效率，而在低输出水平时，功耗由开关损耗决定。功率晶体管制造商尝试最小化其器件的 R ON × C G 产品，以降低器件的总功耗切换应用，并提供开关频率选择的灵活性。
保护输出级
必须保护输出级免受多种潜在危险情况的影响：
过热：D级的输出级功耗虽然低于线性放大器，但如果放大器被强制使用，仍会达到危及输出晶体管的水平长时间提供非常高的功率。为了防止危险的过热，需要温度监控控制电路。在简单的保护方案中，当由片上传感器测量的温度超过热关断安全阈值时，输出级关闭，并保持关闭直至其冷却。除了关于温度是否超过关闭阈值的简单二进制指示之外，传感器还可以提供额外的温度信息。通过测量温度，控制电路可逐渐降低音量，降低功耗并将温度保持在极限范围内，而不是在热关机事件期间强制出现明显的静音时间。
输出晶体管中的电流过大：如果输出级和扬声器端子正确连接，输出晶体管的低 on 电阻不成问题，但是大电流可以结果，如果这些节点无意中彼此短路，或者与正或负电源短路。如果不加以控制，这种电流会损坏晶体管或周围电路。因此，需要电流感测输出晶体管保护电路。在简单的保护方案中，如果输出电流超过安全阈值，则关闭输出级。在更复杂的方案中，电流传感器输出被反馈到放大器中，以将输出电流限制到最大安全水平，同时允许放大器连续运行而不关闭。在这些方案中，如果尝试限制证明无效，则可以强制关闭作为最后的手段。由于扬声器谐振，有效电流限制器还可以在存在瞬时大瞬态电流的情况下保持放大器安全运行。
欠压：大多数开关输出级只有当正电源电压足够高时，电路才能正常工作。如果存在电压过低的欠压条件，则会出现问题。此问题通常由欠压锁定电路处理，该电路允许输出级仅在电源电压高于欠压锁定阈值时才能运行。
输出晶体管导通时序：MH和ML输出级晶体管（图6）具有非常低的 on 电阻。因此，重要的是避免MH和ML同时导通的情况，因为这将通过晶体管产生从V DD 到V SS 的低阻抗路径。一个大的直通电流。充其量，晶体管会升温并浪费电力;在最坏的情况下，晶体管可能会损坏。晶体管的先断后合控制通过在接通之前强制关闭两个晶体管来防止击穿条件。两个晶体管关闭的时间间隔称为非重叠时间或死区时间。
声音质量
必须解决几个问题才能在D类放大器中获得良好的整体音质。
点击和弹出，当放大器开启时会发生或者关闭可能非常烦人。不幸的是，除非在放大器静音或取消静音时仔细注意调制器状态，输出级时序和LC滤波器状态，否则它们很容易引入D类放大器。
信噪比（SNR）：为了避免放大器本底噪声发出嘶嘶声对于便携式应用，低功率放大器的SNR通常应超过90 dB，中功率设计的信噪比应为100 dB，高功率设计的信噪比应为110 dB。这对于各种放大器实现是可实现的，但是在放大器设计期间必须跟踪各个噪声源以确保令人满意的整体SNR。
失真机制：这些包括调制技术或调制器实现中的非线性 - 以及输出级用于解决直通电流问题的死区时间。
有关音频信号电平的信息通常以宽度编码D类调制器输出脉冲。增加死区时间以防止输出级直通电流引入非线性定时误差，其在扬声器中产生与理想脉冲宽度相关的定时误差成比例的失真。避免击穿的最短死区时间通常最适合最小化失真;参见进一步阅读2，了解优化开关输出级失真性能的详细设计方法。
其他失真源包括：输出脉冲的上升和下降时间不匹配，输出晶体管栅极驱动电路的时序特性不匹配，以及LC低通滤波器元件的非线性。
电源抑制（PSR）：在图2的电路中，电源噪声几乎直接耦合到扬声器，几乎没有拒绝。这是因为输出级晶体管通过非常低的电阻将电源连接到低通滤波器。滤波器抑制高频噪声，但设计用于传递所有音频，包括噪声。有关单端和差分开关输出级电路中电源噪声影响的详细说明，请参阅“进一步阅读3”。
如果没有解决失真和电源问题，则很难实现PSR优于10 dB，或总谐波失真（THD）优于0.1％。更糟糕的是，THD往往是听起来不好的高阶类型。
幸运的是，这些问题有很好的解决方案。使用具有高环路增益的反馈（如许多线性放大器设计中所做的那样）有很大帮助。来自LC滤波器输入的反馈将极大地改善PSR并衰减所有非LC滤波器失真机制。通过在反馈回路中包括扬声器，可以衰减LC滤波器的非线性。精心设计的闭环D类放大器可以获得PSR> 60 dB和THD <0.01％的发烧级音质。
反馈使放大器设计复杂化，因为必须解决环路稳定性问题（高阶设计的一个重要考虑因素）。此外，连续时间模拟反馈对于捕获有关脉冲定时误差的重要信息是必要的，因此控制环路必须包括用于处理反馈信号的模拟电路。在集成电路放大器实现中，这会增加芯片成本。
为了最大限度地降低IC成本，一些供应商更愿意最小化或消除模拟电路内容。有些产品使用数字开环调制器，加上模数转换器来检测电源变化，并调整调制器的行为以进行补偿，如进一步阅读3所述。这可以提高PSR，但不会解决任何问题。失真问题。其他数字调制器试图预补偿预期的输出级定时误差，或校正调制器的非理想性。这可以至少部分地解决一些失真机制，但不是全部。这些开环D类放大器可以处理容忍相当宽松的音质要求的应用，但是为了获得最佳音质，某种形式的反馈似乎是必要的。
调制技术
D类调制器可以通过多种方式实施，并得到大量相关研究和知识产权的支持。本文仅介绍基本概念。
所有D类调制技术都将有关音频信号的信息编码为脉冲流。通常，脉冲宽度与音频信号的幅度相关联，并且脉冲的频谱包括期望的音频信号加上不期望的（但不可避免的）高频内容。所有方案中的总集成高频功率大致相同，因为时域波形中的总功率是相似的，并且根据Parseval定理，时域中的功率必须等于频域中的功率。然而，能量的分布变化很大：在一些方案中，在低噪声基底上存在高能量音调，而在其他方案中，能量被整形以消除音调但噪声基底更高。
< p>最常见的调制技术是脉冲宽度调制（PWM）。从概念上讲，PWM将输入音频信号与以固定载波频率运行的三角波或斜坡波形进行比较。这在载波频率处产生脉冲流。在载波的每个周期内，PWM脉冲的占空比与音频信号的幅度成比例。在图7的示例中，音频输入和三角波都以0V为中心，因此对于0输入，输出脉冲的占空比为50％。对于大正输入，它接近100％，对于大负输入接近0％。如果音频幅度超过三角波的幅度，则发生全调制，脉冲串停止切换，各个周期内的占空比为0％或100％。
PWM非常有吸引力，因为它可以在几百千赫的PWM载波频率下实现100 dB或更高的音频SNR，足以限制输出级的开关损耗。此外，许多PWM调制器在高达近100％调制的情况下都是稳定的，其概念允许高输出功率上升到过载点。然而，PWM有几个问题：首先，PWM过程在许多实现中固有地增加了失真（进一步阅读4）;接下来，PWM载波频率的谐波在AM无线电频带内产生EMI;最后，PWM脉冲宽度在完全调制附近变得非常小。这在大多数开关输出级栅极驱动器电路中引起问题 - 由于它们具有有限的驱动能力，它们不能以再现宽度为几纳秒的短脉冲所需的过高速度正确地切换。因此，在基于PWM的放大器中通常无法实现完全调制，将最大可实现的输出功率限制为小于理论最大值 - 仅考虑电源电压，晶体管 on 电阻和扬声器阻抗。 / p>
PWM的替代方案是脉冲密度调制（PDM），其中给定时间窗口中的脉冲数与输入音频信号的平均值成比例。各个脉冲宽度不能像PWM那样任意，而是“量化”到调制器时钟周期的倍数。 1位Σ-Δ调制是PDM的一种形式。
sigma-delta中的大部分高频能量分布在很宽的频率范围内 - 不集中在载波频率倍数的音调中，如在提供Σ-Δ调制的PWM中，具有优于PWM的潜在EMI优势。能量仍然存在于PDM采样时钟频率的图像中;但是，典型的时钟频率从3 MHz到6 MHz，图像在音频频段之外 - 并且被LC低通滤波器强烈衰减。
sigma-delta的另一个优点是最小脉冲宽度是一个采样时钟周期，即使对于接近完全调制的信号条件也是如此。这简化了栅极驱动器设计，并允许安全操作以达到理论上的全功率。尽管如此，在D类放大器中不经常使用1位Σ-Δ调制（进一步阅读4），因为传统的1位调制器仅对50％调制稳定。此外，需要至少64倍的过采样才能获得足够的音频带SNR，因此典型的输出数据速率至少为1 MHz，功率效率也有限。
最近，< em>自振荡放大器已经开发出来，例如进一步读取的放大器5.这种类型的放大器总是包括一个反馈环路，环路的特性决定了调制器的开关频率，而不是外部的提供时钟。高频能量通常比PWM更均匀分布。由于反馈，可以获得出色的音频质量，但是环路是自振荡的，因此很难与任何其他开关电路同步，或者在没有先将数字转换为模拟信号的情况下连接到数字音频源。
全桥电路（图3）可以使用“3态”调制来降低差分EMI。对于传统的差动操作，半桥A的输出极性必须与半桥B的输出极性相反。只存在两种差动工作状态：输出A为高电平，输出B为低电平;和B低的低点。然而，存在两个额外的共模状态，其中两个半桥输出具有相同的极性（高或低两个）。这些共模状态中的一个可以与差分状态结合使用以产生3态调制，其中LC滤波器的差分输入可以是正的，0或负的。 0状态可用于表示低功率电平，而不是像在2状态方案中那样在正状态和负状态之间切换。在0状态期间LC滤波器中发生非常小的差分活动，从而降低了差分EMI，尽管实际上增加了共模EMI。差分效益仅适用于低功率水平，因为正负状态仍必须用于向扬声器提供大量功率。三态调制方案中变化的共模电压电平对闭环放大器提出了设计挑战。
驯服EMI
D类放大器的高频成分输出优点认真考虑。如果没有正确理解和管理，这些组件可能会产生大量EMI并中断其他设备的运行。
两种EMI是关注的：辐射到空间的信号和通过扬声器传导的信号 - 和电源线。 D类调制方案确定传导和辐射EMI分量的基线频谱。然而，一些板级设计技术可用于降低D类放大器发出的EMI，尽管它具有基线频谱。
一个有用的原则是最小化承载高频电流的环路面积，因为相关EMI的强度与环路面积和环路与其他电路的接近度有关。例如，整个LC滤波器（包括扬声器布线）应尽可能紧凑地布置，并靠近放大器。应将当前驱动和返回路径的迹线保持在一起，以最大限度地减少环路区域（使用双绞线作为扬声器导线很有帮助）。另一个需要关注的地方是在切换输出级晶体管的栅极电容时发生的大电荷瞬变。通常，该电荷来自储存器电容，形成包含两个电容的电流回路。通过最小化环路面积可以减小环路中瞬变的EMI影响，这意味着将储能电容尽可能地靠近它所充电的晶体管放置。
插入RF有时很有帮助与放大器电源串联的扼流圈。放置得恰当，它们可以将高频瞬态电流限制在放大器附近的本地环路中，而不是沿着电源线长距离传导。
如果栅极驱动非重叠时间非常长，感应电流从扬声器或LC滤波器可以在输出级晶体管的端子处正向偏置寄生二极管。当非重叠时间结束时，二极管上的偏压从正向变为反向。在二极管完全关闭之前，大的反向恢复电流尖峰可以流动，从而产生麻烦的EMI源。通过保持非重叠时间非常短（也建议最小化音频失真）可以最小化这个问题。如果反向恢复行为仍然是不可接受的，肖特基二极管可以与晶体管的寄生二极管并联，以便转移电流并防止寄生二极管导通。这有助于因为肖特基二极管的金属 - 半导体结本质上不受反向恢复效应的影响。
具有环形电感器内核的LC滤波器可以最大限度地减少放大器电流引起的杂散场线。来自更便宜的鼓磁芯的辐射可以通过屏蔽来降低，这是成本和EMI性能之间的良好折衷 - 如果注意确保屏蔽不会不可接受地降低电感线性度和声音质量。扬声器。
LC滤波器设计
为了节省成本和电路板空间，大多数D类放大器的LC滤波器都是二阶低通设计。图3描绘了二阶LC滤波器的差分版本。扬声器用于抑制电路的固有共振。虽然扬声器阻抗有时近似为简单的电阻，但实际阻抗更复杂并且可能包括显着的无功分量。为了获得滤波器设计的最佳效果，应始终寻求使用精确的扬声器模型。
常见的滤波器设计选择是针对滤波器中下垂的最低带宽在感兴趣的最高音频处的响应被最小化。如果对于高达20 kHz的频率需要小于1 dB的下垂，典型滤波器具有40 kHz巴特沃斯响应（以实现最大平坦的通带）。表中的标称分量值给出了普通扬声器阻抗和标准L和C值的近似巴特沃斯响应：
| Inductance L （μH） |
电容C （μF） |
Speaker Resistance（Ohm） |
Bandwidth -3 -dB （kHz） |
| 10 | 1.2 | 4 | 50 |
| 15 | 1 | 6 | 41 |
| 22 | 0.68 | 8 | 41 |
如果设计不包含扬声器的反馈，扬声器的THD将对线性度敏感LC滤波器元件。
电感设计因素：设计或选择电感的重要因素包括磁芯的额定电流和形状以及绕组电阻。
电流额定值：所选择的磁芯应具有高于预期最高放大器电流的额定电流。原因是如果电流超过额定电流阈值且磁通密度变为大量，则许多电感器磁芯将磁饱和太高导致不希望的电感急剧减少。
通过在线芯周围缠绕导线形成电感。如果有许多匝数，则与总线长度相关的电阻是显着的。由于这个电阻串联在半桥和扬声器之间，因此一些输出功率将在其中消散。如果电阻过高，请使用较粗的导线或将磁芯更换为需要较少匝数的不同材料，以提供所需的电感。
最后，不应忘记使用的电感形式如上所述，会影响EMI。
系统成本
使用D类放大器的音频系统的总体成本中有哪些重要因素？我们如何才能最大限度地降低成本呢？
D类放大器的有源组件是开关输出级和调制器。该电路的构建成本与模拟线性放大器的成本大致相同。在考虑系统的其他组件时会发生真正的权衡。
D类的较低功耗可以节省冷却设备（如散热器或风扇）的成本（和空间）。 D类集成电路放大器可以使用比线性放大器更小和更便宜的封装。当从数字音频源驱动时，模拟线性放大器需要D / A转换器（DAC）将音频转换为模拟形式。对于模拟输入D类放大器也是如此，但数字输入类型有效地集成了DAC功能。
另一方面，D类的主要成本劣势是LC滤波器。元件 - 尤其是电感器 - 占用电路板空间并增加了成本。在高功率放大器中，整体系统成本仍然具有竞争力，因为LC滤波器的成本可以通过冷却设备的大量节省来抵消。但在成本敏感的低功耗应用中，电感器的成本变得繁重。在极端情况下，例如用于手机的廉价放大器，放大器IC可能比总LC滤波器成本便宜。此外，即使忽略货币成本，LC滤波器占用的电路板空间也可能成为小型应用中的一个问题。
为解决这些问题，有时会完全消除LC滤波器，以创建无滤波器放大器。这样可以节省成本和空间，但却失去了低通滤波的优势。如果没有滤波器，EMI和高频功耗会增加得无法接受 - 除非扬声器具有电感并且非常靠近放大器，否则电流环路面积最小，功率水平保持较低。虽然通常可以在手机等便携式应用中使用，但对于家用立体声等高功率系统来说这是不可行的。
另一种方法是尽可能减少每个音频通道所需的LC滤波器组件的数量。这可以通过使用单端半桥输出级来实现，这需要差分全桥电路所需的Ls和Cs数量的一半。但是，如果半桥需要双极电源，那么与产生负电源相关的费用可能会过高，除非为某些其他目的已经存在负电源 - 或者放大器具有足够的音频通道，以摊销负电源的成本供应。或者，半桥可以由单电源供电，但这会降低输出功率，并且通常需要一个大型隔直电容。
ADI公司D类放大器
所有刚刚讨论的设计挑战可以构成一个相当苛刻的项目。为了节省设计人员的时间，ADI公司提供各种D类放大器集成电路，包括可编程增益放大器，调制器和功率输出级。为简化评估，每种放大器类型都有演示板，以简化评估。每种电路板的PCB布局和材料清单都可作为可行的参考设计，帮助客户快速设计工作，经济高效的音频系统，而无需“重新发明轮子”来解决主要的D类放大器设计挑战。
例如，考虑AD1990，AD1992和AD1994系列双放大器IC，针对中等功率立体声或单声道应用，需要两个通道，每通道输出高达5,10-和25-W。以下是这些IC的一些属性：
AD1994 D类音频功率放大器结合了两个可编程增益放大器，两个sigma-delta调制器和两个功率输出级，用于驱动家庭影院，汽车和PC音频应用中的全H桥连接负载。它产生的开关波形可以驱动立体声扬声器，每个扬声器最高可达25 W，或单个扬声器可达50 W单声道，效率可达90％。其单端输入应用于可编程增益放大器（PGA），增益可设置为0,6,12和18 dB，以处理低电平信号。
器件具有集成保护，防止过热，过流和直通电流的输出级危险。由于特殊的定时控制，软启动和直流偏移校准，与静音相关的咔嗒声和砰砰声最小。规格包括0.001％THD，105 dB动态范围和> 60 dB PSR，使用来自开关输出级的连续时间模拟反馈和优化的输出级栅极驱动。其1位Σ-Δ调制器特别针对D类应用进行了增强，可实现500 kHz的平均数据频率，高环路增益至90％调制，以及完全调制的稳定性。 独立调制器模式允许它驱动外部FET以获得更高的输出功率。
它为PGA，调制器和数字逻辑使用5 V电源，为开关输出级使用8 V至20 V的高压电源。相关参考设计符合FCC B类EMI要求。当采用5 V和12 V电源驱动6 ohm负载时，AD1994静态消耗487 mW，2 x 1 W输出电平消耗710 mW， power-down 模式消耗0.27 mW。采用64引脚LFCSP封装，额定温度范围为-40°C至+ 85°C
有关D类放大器的更多技术信息 - 包括Blackfin处理器的实现 - 可以在进一步阅读部分找到。
致谢
作者要感谢ADI公司的Art Kalb和Rajeev Morajkar对本文的深思熟虑。
进一步阅读
< li>国际整流器，应用笔记AN-978，“高压浮动MOS栅极驱动器IC”。
Nyboe，F。等人，“D类放大器输出中开环失真的时域分析”阶段，“2005年9月在丹麦哥本哈根举行的AES第27届国际会议上发表。
Zhang，L。等，”噪声型D类放大器的实时电源补偿“， 2004年10月，加利福尼亚州旧金山举行的第117届AES大会上。
Nielsen，K。，“用于模拟和数字输入开关功率放大器的脉冲宽度调制（PWM）方法的回顾和比较”，于1997年3月在德国慕尼黑举行的第102届AES大会上发表。
Putzeys，B。，“具有全输出滤波器控制的简单自振荡D类放大器”，于118日发表AES公约，西班牙巴塞罗那，2005年5月。
Gaalaas，E.，et al，“Integrated Stereo Delta-Sigma Class D Amplifier，” IEEE J. Solid-State Circuits ，第一卷40，不。 12，2005年12月，第2388-2397页。关于AD199x调制器。
Morrow，P。等人，“采用0.6 mm BCDMOS技术的20 W立体声D类音频输出级”， IEEE J.固态电路，vol。 39，不。 2004年11月11日，第1948-1958页。关于AD199x开关输出级。
PWM和D类放大器，采用ADSP-BF535 Blackfin ®处理器，Analog Devices工程师对工程师注意事项EE-242。