挑战极限 打造属于自己的HI

　　自从参加了去年的DIY比赛,我收获了很多,通过在论坛里的学习,我对功放的设计制作有了新的认识,如果不能做到低失真的话,再高的频宽和转换速率就失去了意义.有幸在论坛里再一次看到了曾经看过的《低失真单极前置放大器》一文,通过仿真把我的理解和想法融入到新的设计中,而不再是单纯的模仿,经过几个月的制作,全新的功放在5月1日正式开声,仿真性能有了数量级的提升,现在可以拿出来和大家一起分享.有关Cob对失真的影响大家可以参考《低失真单极前置放大器》一文,降低Cob的影响是整个制作的关键.

　　图1是输入级的两种接法,仿真显示图1a中D1稳压值越小,功放的失真越小;图1b中D1稳压值越大,功放的失真越小,这是因为图1a中Q1、Q2的Vcb被固定,输入信号被叠加在Q3、Q4的Vcb上,D1稳压值越小Q3、Q4的Vcb就越大,相应的Cob就越小,失真也就越小;图1b中Q3、Q4的Vcb相对固定,输入信号被叠加在Q1、Q2的Vcb上,D1稳压值越大Q1、Q2的Vcb就越大,相应的Cob就越小,失真也就越小,所以,在耐压和功耗足够的情况下,去除Q3、Q4和D1后,Q1和Q2的Vcb将最大化,Cob最小,功放的失真也最小.这次输入级还是和去年那样N管和P管分开偏置,偏置电阻增加到1MΩ,功放中点调零后,输入管电流都是1.02mA,同时利用Ib在偏置电阻上产生的压降,进一步增加输入管的Vcb降低失真.

　　图2是去年参赛的简化图,可以看到电压放大级采用了《低失真单极前置放大器》中的设计.

　　这里末级管用irfp240来代替2sk1529,2并irfp9241来代替2sj200,从图3中可以看到除了开启电压不同外,它们的跨导非常接近,同时Crss也非常接近.

　　图4是1khz、20khz和100khz 50W输出时的失真情况,1khz还不错,20khz失真有点大,100khz已经惨不忍睹.由于末级功放管的Crss或Cob远大于中小功率管,所以,同样的电路功放失真要大于前置放大电路.

　　在去年制作过程中,我发现这个电路架构非常稳定不易自激,也曾经看到有位版主说过"不自激的放大器可以扔了"的话,觉得有一定的道理,说明放大器的潜能和极限没有被挖掘.在上面图5中增加了一级推动级Q11、Q12,目的就是要降低末级功放管Crss对电压放大级的影响.

　　从图6和图4比较中可以看到1khz失真改善了13db以上,20khz失真改善了8db,100khz失真改善了近9db.这是因为末级功放管的Crss通过2级推动管后对电压放大级的影响降低到了0.0Xpf以下,推动管Q9、Q10的Cob经过Q11、Q12后对电压放大级的影响也降低到了0.0Xpf以下,那么Q11、Q12几pf的Cob将对电压放大级产生主要影响.

　　图7电路增加的Q13、Q14就是降低Q11、Q12的Cob对电压放大级的影响,Q13、Q14自身的Cob被Q11、Q12降低到了0.0Xpf以下.

　　从图8和图6比较中可以看到1khz 50W失真仪显示为0.000%,20khz失真又改善了13db,100khz失真又改善了14db,总体失真都改善了20db以上.

　　回过头再看《低失真单极前置放大器》文中的输出级,如图9a,我发现它是图9b的一种变形电路,同样具有降低Cob影响,提高输入阻抗的作用,Q1的Vcb被Q2、Q4、D2固定,Q2的Vcb被Q1、Q3、D1固定,因此,Q1、Q2的Cob中几乎没有充放电电流,Q3的Cob对电压放大级的影响被减弱hfe(Q1)倍,Q4的Cob对电压放大级的影响被减弱hfe(Q2)倍.

　　如果把图9a用在场管输出的末级电路上非常合适,如图10,一方面可以简化电路,一方面利用场管的较高的开启电压给推动管Q1、Q2供电.现在电路结构基本确定了,要做到50W-20khz失真仪显示为0.000%,还需要进一步优化电路,选择更合适的元器件.

　　图11除了输入级以外基本就是实际制作的电路.由于Q11、Q12工作在低电压下,因此,可以选择高hfe的小功率管来进一步降低失真.一般功放对管都是P管Cob大于N管的Cob,在实际制作中我选择Q6的hfe大于Q8的hfe、Q12的hfe大于Q11的hfe.回想去年参赛的电路,应该是管子的搭配全部用反了,特别是推动管N管hfe比P管大好多,最终造成二次谐波高高在上,实际失真高于仿真10多db以上.如果要并管做大功率功放,可以考虑再增加一级推动来降低末级管的Crss.在恒流源选择上曾经考虑过用恒流管,在有限的恒流管资料中,我发现恒流管中的电流在大电压范围下会有10%误差,最后决定用去年电压放大级电路加TL431做恒流源,一方面可以有好的温度稳定性,一方面还可以降低Cob影响.仿真中在N、P场管的栅极接入一个0.1uF的电容后, 20khz以上失真可以改善很多,但是在实际制作中遇到了电路自激,业余条件下还是以电路稳定为好.最后的目标就是去除接在源极上的0.22Ω电阻,这样失真也可以改善很多.

　　要去除源极电阻,就要做好偏置电路.场管是温度敏感元件,离散性很大,不同型号不同批次都会有不同的温度特性,2sk1529和2sj200总的温度特性是-8mV/℃左右,如果用同型号管子做温补,代价太大,用常规偏置电路补偿量在-10mV/℃以上,会补偿过度.图12是两种针对场管的偏置电路,图12a中Rw1是专门调节补偿量,Rw2是调节偏置电流的大小;最终我选择的是图12b电路,D1我试过1.1V的发射管,2V的LED管,最后确认用2.5V稳压管补偿最合适.

　　仿真的结果是令人兴奋的,虽然实际制作不一定能做到仿真中的结果,还存在着电源变压器对放大器的干扰没有完全消除、中点调零电路虽然可以消除电源噪声,但是无法消除前级稳压电源不对称的温度漂移等问题,但是超越前作是一定的.主要表现在信噪比有所提高,还有声道分离度也得到提升.从去年声道分离度测试图表来看,我感觉声道分离度和放大器的开环增益和相位线性度有关,去年测试的情况不是很好, 20khz不到-60db,喇叭中特别是高音喇叭可以听到另一声道的声音,这相当于引入了一个失真信号,这次制作后喇叭中听不到另一声道的声音了,最终反映在声音上透明度提升了一大截.如果失真电平真的能做到噪声电平以下,那末级管将不用再区分音频专用管和工业用管,剩下的是信噪比的新挑战,如果利用功放中消除Cob影响的电路去打造稳压电源,电源的性能同样会提高一大截.相信大家会有更多更好的方法去挑战新的极限.