【学术论文】射频LNA的低噪声LDO电源设计
随着毫米波雷达技术在汽车自动驾驶方面的应用，汽车毫米波雷达渐渐向高集成、高精度、高可靠性方向发展。从目前的研究情况和产品报道来看，仅有少数几家公司能够提供MMIC车载雷达的解决方案，技术研发尚不能完全满足市场应用的需求。MMIC能够集成射频前端收发电路和中低频信号处理电路。其中射频LNA应用于毫米波信号接收端，它不仅要对接收到的微弱射频信号进行放大，而且在放大的过程中要尽可能少地引入噪声，以供后续电路对信号进行处理[1]。
射频LNA由于对电源的噪声比较敏感，无法与其他模块共用一个电源管理单元(Power Management Unit, PMU)，所以需要独立的电源模块。目前LDO低噪声优化设计主要分为两个方面0。第一方面如图1所示，通过改变传统LDO电路结构并添加RC滤波网络来降低电路噪声，这种结构能有效地滤除前级电路的高频噪声，但其缺点是需要外接片外电容，增加了一个芯片引脚。第二种方法不改变传统LDO的电路结构，由于噪声的主要来源是带隙基准源(BG)和误差放大器(EA)，所以第二种方法通过设计低噪声的BG和EA来实现低噪声电压输出。这种方法无需片外电容，也不会增加芯片面积，但相对于第一种方法来说其降低高频噪声的效果较差。本文采用了新型的电路结构，同时也通过优化电路设计，尽量降低BG和EA的输出噪声。
图1所示为本文设计的LDO电路结构图，可以简单分为前级预调节电路、滤波电路、后级调节电路3个部分[3]。
其中M2为预调整管，通过RDAC模块中的R1、R2将电压VI输出为反馈电压VFB，并与带隙基准电压VBG经误差放大器EA相比较，通过控制M2的栅电压来达到控制电压VI的目的，由于噪声主要来源于BG、EA和R1、R2，所以电压VI通过低通滤波模块，滤除高频噪声，再通过放大器AMP和调整管M1产生低噪声输出VOUT[4]。其中RS<7:0>8位数字控制信号通过改变R1、R2的比例来控制输出电压VOUT。C1、R1组成相位补偿网络，通过调节电路主极点的位置，使反馈环路具有足够的相位裕度[5]。
通过式(5)可以看出通过电压预调节和RC低通滤波之后，整体输出噪声功率明显降低[8]。
如图2所示，BG主要由3部分构成，分别是启动电路、偏置电流产生电路、VBG产生电路[9]。
其中EN为控制信号，当EN为1时，ENN为0，M1～M5导通，M5会向偏置电路注入电流，使其脱离简并点正常工作，而当EN为0时，电路停止工作。偏置电流产生电路通过电流镜和电阻的组合产生基准电流，这些基准电流为放大器提供基准电流输入。
BG的工作方式是通过正负温度系数的相互抵消，来实现电压基本不随温度变化的目的，VBG可表示为式(6)。
通过式(6)、式(7)可以得出，通过增大mn的乘积能够有效地减小噪声。
在BG、前级预调节环路和快速启动RC滤波电路中的放大器均采用折叠式共源共栅结构。它的好处是在保证足够的环路增益的情况下，电路具有较快的响应速度，电路引入的噪声适中，在可控范围内，具体电路如图3所示。
后级调整电路中的AMP采用经典二级运放结构。它的优点是高增益、低噪声并且具有比较大的输出电压摆幅[10]。
折叠式共源共栅结构的主要噪声来源为M7～M8、M9～M10、M15～M16。总的输入噪声分为热噪声和闪烁噪声两部分，其中输入热噪声为：
其中k为玻尔兹曼常数，T为绝度温度，gm为MOS管的跨导。输入闪烁噪声如式(9)所示。
对于普通的RC滤波电路，其截止频率如式(11)所示：
由式(10)可以看出滤除噪声的效果越好，RC低通滤波电路的启动时间就越长。针对这一缺点，提出了一种快速启动的RC低通滤波电路。如图4所示。
M1为开关管，M2～M6工作在深三极管区，可以看作是一系列的电阻串联。电路启动瞬间，VCTRL为低电平，M1导通，给电容C0充电，当VI=VO时，VCTRL转换为高电压，M1关断，此时，RC滤波电路开始工作。其中两个反相器级联对误差放大器(EA)输出电压进行数字化处理，使VCTRL更有效地控制开关M1。
本设计中电容C的取值在纳法量级，很难集成到芯片内部[11]，所以采用芯片外部连接电容的方式，同时也会相应的增加一个芯片引脚。
图5所示为LDO的版图，整体芯片面积大约0.03 mm2。传统的LDO仅需要两个运放，本设计多使用了两个运放来满足低噪声和快速启动的实际需要，虽然相对来说增大了芯片的面积，但其性能上的优势足以弥补面积上的损耗。
采用Cadence Spectre工具对整体电路仿真测试，图6所示为LDO整体电路测试结果。其中VDD=5 V，VOUT输出标准电源电压3.3 V。由图可以看出电路启动时间小于1 ms，整体电路有较好的稳定性。
图7所示对电路的LNR进行仿真，VDD在4～6 V范围内变化，VOUT仅改变了16.4 mV。
通过计算可知其LNR为：
图8所示为电路LDR测试结果。其中负载电流在1～30 mA范围内变化，输出电压仅变化了0.25 mV。通过式(15)可以计算得出LDR为：
图9所示为输出噪声的仿真结果，图中所示的输出噪声密度(单位V/sqrt(Hz))曲线是对输出噪声功率(单位V2/Hz)进行开平方运算。
经计算，在1 kHz～100 kHz(阴影部分面积)范围内的噪声积分为34.94 μVrms。
本文设计了一种给MMIC中LNA供电的电源模块，其性能参数对比如表1所示。从具体数据对比中可以看出本文设计的电源模块集成了电压基准源，并且具有较宽的输出电压范围和较小的输出噪声，各性能参数均满足设计应用的要求。
参考文献
[1] VARONEN M，REEVES R，KANGASLAHTI P，et al.An MMIC low-noise amplifier design technique[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，2016，64(3)：826-835.
[2] HO M，LEUNG K N.Dynamic bias-current boosting technique for ultralow-power low-dropout regulator in biomedical applications[J].IEEE Transactions on Circuits and Systems II：Express Briefs，2011，58(3)：174-178.
[3] MAGOD R，SUDA N，IVANOV V，et al.A low-noise output capacitorless low-dropout regulator with a switched-RC bandgap reference[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2017，32(4)：2856-2864.
[4] 陈远龙，张涛，王影，等.低噪声快速建立的全片内LDO设计[J].电子元件与材料，2016，35(2)：35-38.
[5] 阴亚东，阎跃鹏.一种低噪声高电源抑制比CMOS低压差线性稳压器[J].固体电子学研究与进展，2013，33(6)：571-577.
[6] 朱勤为，唐宁，吴鹏，等.LDO低输出噪声的分析与优化设计[J].电子器件，2009，32(5)：875-879.
[7] WONG K，EVANS D.A 150 mA low noise，high PSRR low-dropout linear regulator in 0.13 μm technology for RF SoC applications[C].Solid-state Circuits Conference，ESSClRC，2006：532-535.
[8] 毛毳，何乐年，严晓浪.一种新型的全片内低噪声CMOS低压差线性稳压器[J].半导体学报，2008，29(8)：1602-1607.
[9] RAZAVI B.模拟CMOS集成电路设计[M].陈贵灿，程军，张睿智，等译.西安：西安交通大学出版社，2002：312-327.
[10] KIM Y，LEE S.A capacitorless LDO regulator with fast feedback technique and low-quiescent current error amplifier[J].IEEE Transactions on Circuits and Systems II：Express Briefs，2013，60(6)：326-330.
[11] CHONG S S，CHAN P K. A 0.9-μA quiescent current output capacitorless LDO regulator with adaptive power transistors in 65 nm CMOS[J]. IEEE Transactions on Circuits and Systems I：Regular Papers，2013，60(4)：1072-1081.
作者信息:
宋 飞，蔡 俊，李 杨，王 飞
(安徽理工大学 电气与信息工程学院，安徽 淮南232001)