制作LCR表高精度电桥 内含设说明文档、电路图、PCB工程文档
一、概述：
玩矿石收音机，大部分元件需要DIY，所以需要知道元件的参数。因为DIY的元件没有标称技术参数。比如，需要知道谐振器件、检波器件、天线、耳机、变压器等器件的电抗特性。其中，高频参数可以使用Q表解决问题，而低频参数Q表难以测定。为了解决这个问题，笔者认为LCR数字电桥能够胜任。
·设计目标：
1、能够准确测量电抗器的L、C、R，精度优于0.5%
2、取材容易，电路简洁，易于制作，成本应适当控制。使之具有更强的业余DIY价值及研究价值，并通过设计、DIY学习到LCR电桥的相关细节、原理。
·本LCR表的基本特性
AD转换器的字数：约1000字，采用了过采样技术，有效分辨力约为2000字
测量方法：准桥式测定，测量原理类似于比例法测电阻。
主要测量范围：1欧至0.5兆欧，精度0.5%（理论），阻抗实测比对，均未超过0.3%
有效测量范围：2毫欧至10兆欧，最小分辨力1毫欧
串联残余误差：2毫欧，低阻测量时此误差不可忽略
并联残余误差：50M欧，高阻测量时此误差不可忽略
Q值误差：±0.003（Q<0.5），Q/300（Q>2，相对误差，简易算法），其它按0.5%左右估算
D值误差：±0.003（D<0.5），D/300（D>2，相对误差，简易算法），其它按0.5%左右估算
注意：Q = 1/D
测试信号幅度：峰值200mV（100Hz），180mV（1kHz），140mV（7.8kHz）
电感：0.02uH分辨力，测量范围0.1uH至500H，超出500H未测试（因为我没有更大的电感器）。
电容：分辨力与夹具有关。夹具好的话，分辨0.1pF或0.05pF，不屏蔽只能分辨到0.2pF，甚至只有1pF。上限测量，没有测试，只测过10000uF电容，手上没有更大的电容。
实测误差，比上述精度指标好许多。
本表基准源：分别为4个基准电阻，一个时间基准。电阻基准就是电桥的4个下臂电阻，要求精度达到0.1%，对1%精度的金属膜电阻筛选即可。时间基准用32MHz石英晶振得到，精度可以满足电桥要求的。如果电阻达不到要求，可以使用软件校准。
频率精度：实际频率为99.18Hz、999.45Hz、7812.5Hz，简写为(100Hz、1kHz、7.8kHz)。由于DDS的频率分辨力有限，所以不采用整数频率。频率精度约为0.02%（由石英晶振决定）。
·特点：
将正弦信号发生器、AD转换器、0度方波、90度方波全部利用单片机完成，电路大大简化，而性能可以满足一般要求。这使得仿制者更容易，更适合作为DIY仪表。
二、LCR电桥的原理
·LCR电桥原理
测定电抗元件Zx中电压U1与电流I，利用欧姆定律就可以得到
当Zx串联了已知电阻R，那么测定了R上压降U2，就可得到
可见，无需测量I的具体值就可以得到Zx，这是电桥的一般特征。
为了得到Zx在x轴与y轴上的两个分量，以上计算须采用复数计算。
设U1 = a+jb，U2=c+jd
那么
U1与U2要采用同一个坐标系来测量。借助相敏检波器，可以分离出a、b、c、d，相敏检波过程，需要一个稳定的0度与90度的正交坐标轴，测量期间，U1、U2向量也必须在这个坐标系中保持稳定，不能乱转。为了得到足够的精度，控制好放大器的增益，使得a、b、c、d的有效数字足够大，Zx的测量精度就高。然而，Zx分母两个正交量ac+bd和bc-ad，其中一个可能相对于另一个小得多，这就要求AD转换器的精度及分辨力要足够大，否则小的那一个难以分辨出来。
电路中的杂散耦合总是存在的。没有严格的屏蔽，杂散耦合多少存在一点，对高阻测量有影响。当然，电路板内部信号传递过程中也存在一些杂散耦合，这种耦合干扰表现为高、低阻测量总有存在理论预期之外的误差，适当的电路结构，可以增加抗干能力，必要时，还要在PCB板设计上多下点功夫。PCB板不一定胜用过洞洞板，洞洞板上容易对不合理的布线进行改正，而PCB打样后就定型了。
·V/I变换器的作用
为了更加准确的测量U1与U2，须满足一些测试条件。即流经被测电抗Zx的电流，必须严格等于流经电阻R的电流。
设Zx与R串联后，Zx另一端接信号源，R另一端接地。接信号源的那一端称为热端，接地的称为冷端，串联的连接点称为温端。现在有个麻烦的问题：当毫伏表接入Zx或R两端，会产生分流，引起Zx与R上的电流不会严格相同。再者，温端对地分布电容以及温端对热端的分布电容，也会造成Zx与R上的电流不相等。总体上说，会有一小部分电流从其它途径耦合到温端，结果Zx与R上的电流不相等。
当电路采用运放做“V/I变换器”，那么温端就变成了虚地。接在虑地上的对地负载电抗，不会产生分流，进而解决了毫伏表的分流影响。温端的对地分布电容，也可以看作对地负载。由于虚地对地电压为0，所以温端的对地分布电容不会分流Zx与R上的电流。
加入了V/I变换器，并不能解决温端与热端的分布电容耦合。切底解决这个问题的最好办法，就是对信号进行屏蔽。严格屏蔽，要用金属壳密封，广义屏蔽，就是信号源要远离Zx。
采用了V/I变换器，上臂热端、下臂热端，它们对地负载不会影响Zx、R上的电流。
如果不采用V/I变换器，电桥中点对地是浮动的，若想把U1、U2转换为对地电压，就须采用差动放大，而且要求差动三运方的共模抑制能力非常高，这不容易。采用了这种V/I变换器，对差动放大的共模抑制要求低一些。
有的LCR表设计，两臂电压测量直接采用开关切换，没有缓冲，这时上臂的限流电阻不可取值太大，以免切换过程中信号源电压变化，造成桥臂中的电流发生改变。当然，这种影响，也可以在软件中进行补偿。
·开关式鉴相器
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本电路的检波效率是：K=(2/π)*2R/(4R+r)=(2/3.14)*2*51/(4*51+20)=0.29
三、焊接与元件选配及调试
焊接是基本功，LCR表元件多，焊接技术不过关，DIY本电路不易成功。这里讲到的焊接问题，包括元件引脚顺序、极性的识别，焊接技巧，飞线方法，检查连线正误的技巧，焊接质量、温度控制等等。这些问题不是一两天就能学会的，需要一定的时间积累。因此，从来没有电子DIY的朋友，请不要制作本电路，建议从基础的开始。
双面PCB板孔洞疏通：电阻位置焊错了，得取出重新焊接。取出后，焊盘被堵，可能造成其它元件（如集成电路）安装不了，这时得疏通焊孔。可以使用“现场”工具来解决：平时剪下来的电阻引线不要扔，在烙铁加热下，把电阻引线穿进洞中。控制好温度，同时让电阻线只往一个方向运动，直到引线取出，这时孔内的焊锡就会被带出来。也可以试试牙签等工具。
焊接鳄鱼夹：把它夹在一个镊子上焊接。焊接这类元件是，一般要对两个待连接端子事先分别上锡。
双面板拆集成：1、引脚集体加热，同时拆。2、烙铁功率小，集体加热不灵。把引脚全部剪断，一脚一脚拆，这是万能的，不伤害PCB板的。
集成电路一般不会焊错，电阻容易焊错。
LCR1.0 PCB板上有一个错误。从PCB板的背面看（没有文字标注的那一面），7805的输入端，引出了两条线，一条接到整流二极管，另一条接到地线去了（长度约0.5cm），显然发生了错误。请把这条0.5cm的线割断，改接到7805的第二脚。
首先安装调的元件是电源部分，而不是其它元件。电源不正常，如输出电压过高，很容易把单片机烧掉，到时就麻烦了。在双面板上取下集成电路，不是很容易。所以，电源调试正常了，再安装其它元件。变压器请使用小功率的，那么调试过程中，万一短路什么的，通常不烧器件的。
电路的元件参数有改动，请按新版PCB的标注安装。
机械开关，按下时启动20欧档输助功能，请注意安装方向。输助开关仅在20欧档才能打开，其它档必须关闭。输助开关是用来扩展20欧档量程下限的。
OP07输出接了一个2k电阻。由于新版电路还利用10欧电阻加了偏置电压，而PCB板是上星期制作的，没有偏置。建议这样解决问题：2k电阻与10欧电阻串联后，变成一个直插元件，插入原来的2k电阻孔，要注意方向，串联体的2k电阻引脚接电源端，10欧电阻接1N4148端。再取100k电阻，从串联体电阻的中间连接头直接飞到104电容，与104电容连接的那个电阻孔可以利用，在PCB板正面飞过去。注意，这个100k电阻两引脚的对地阻抗是不同的，接104电容的那一脚对地是高阻抗的，所以引线要短一点，另一头是低阻抗的，长还是短无所谓。原PCB板上相应的100k电阻也标错了，在7905右边，被标注为1k欧。通过飞线安装100k电阻，PCB板上当然就不要再装这个100k电阻了。
装完后，应检查TL082信号输出是否与设计值相同，偏小10%是可以的。偏大10%则不可以。我试装两台，另一位坛友也试装一台，均一次性达到设计值，无需讨整。
电路中的电源滤波小电容，采用瓷片电容或独石电容。
接P1.0口的那两个104电容，采用体积小的涤纶电容或独电容，用大体积的涤纶电容不一定能装得下。最好，测定一下它的漏电情况，测量方法是：电容一脚接到5V源，另一脚接数字万用表电压档正极，万用表负极接地，数字万用表最终显示的数值小于1mV，说明它的漏电很小。几个mV漏电不要紧。
其它的最好多使用涤纶电容。
除电解电容外，LCR表上的阻容元件的参数，几乎都不能做改动，所有的电阻的阻值关系，不单单是“调试”出来的，它经过了理论的计算与调试验证得到的，如果因为手上没有合适的阻值的元件，而改动参数，多半会影响电桥的精度或可靠性。
一定要看明PCB板上各元件对应电路图中的哪个元件，才能明白哪些电阻要求精确。
全部安装完成后，请进入菜单7，先把设计参数为：M0=-2.0，M1=0，M2=0，M3=0，其中，M0是AD零点改正值，M1、M2、M3是相位校准参数，具体详见下文。
电阻精度要求：
1、除单片机部分，其它与交流信号有关的，须全部使用1%金属膜电阻，或精度更高的电阻。
2、4个下臂电阻，须筛选到0.1%精度以上。
3、10倍增益切换运放的反馈电阻，2k和18k两电阻，须是9.000倍关系，即不要求电阻精确，要求比值精确，筛选到0.05%精度是比较容易的。
4、3倍增益切换运放的反馈电阻，1k和2k两电阻，须是2.000倍关系，即不要求电阻精确，要求比值精确，筛选到0.05%精度是比较容易的。
5、5倍增益运放的电阻，共有8个，四个2k和四个10k电阻
上臂的2k电阻(负输入)与下臂2k电阻(负输入)，应严格相同，匹配到0.05%至0.1%
上臂的10k电阻(负反馈)与下臂10k电阻(负反馈)，应严格相同，匹配到0.05%到0.1%
上臂的2k电阻(正输入)与下臂2k电阻(正输入)，1%精度，此电阻精度影响共模抑制，对高频大电流很重要
上臂的10k电阻(正接地)与下臂10k电阻(正接地)，1%精度，此电阻精度影响共模抑制，对高频大电流很重要
由于4个下臂电阻，筛选到0.1%精度难度大。所以软件中提供了下臂电阻软件校准功能。电阻误差小于0.5%，就可以被有效的校正，超过0.5%则无法校准。
·制作要点：
关键电阻的精度要高一些。详见上所“电阻精度要求”
电源变压器使用8V*2或9V*2，其中7905与7805无需加散热器。接变压器的排针与接下载线的排针最好区别开，如果不区分，万一把9V电源插到下载线排针，单片机或电路有可能烧毁，当然通常是不会烧的。
接线完成后，检查的关键是：每个IC电源和地线有没有接错。若电源没接错，IC通常不会烧。
飞线多，不小心就会错，所以9V变压器使用小容量的，万一接错或碰电，由于变压器功率不足，反而会保护电路。
单片机的电压不可过高，如果高于5.5V，有危险。比如，不小心加入12V电压，单片机必烧。所以各个IC的供电是关键。
如果夹具采用两线法，测试线和线夹总长度应小于10cm，线径采用0.75平方毫米。
TL082负载能力测试：在信号输出运放的输出端，对地接51欧电阻，三个频率档位下输出的波形不得有失真，直接用示波器观察即可。测试完成后，拆除51欧电阻。没有示波器，此项工作可省略。
制作时，应注意TL082信号输出的幅值，是否在设计规定的范围内。用频响较好的万用表测量即可。
四、设计思路
设计此表，前后花费了一个多月的业余时间，更改了多个版本，总体比较满意。
本表主参数精度良好，副参数精度较差。这是表头AD灵敏度不够造成的。因此，如果想测量Q值，当Q值大于100时精度非常低。
本表从一开始就没有在副数上多下功夫，始终坚持采用单片机自带的10bit AD转换器，以便大幅度简化电路结构。
网上流行的俄版电路，其核心部分本表均未采用。
俄版电路采用ICL7135作为AD转换器，精度比STC单片机自带的AD性能好很多。然而，经过多次计算分析，结论是用自带AD也可以得到优于1%的主参数精度，所以最后放弃ICL7135。设计后期，对电路优化设计，很大程度上泥补了STC单片机AD的不足。，
ICL7135的最终精度与芯片质量及积分电路有关，因此要使ICL7135精度达到4位半表头，也不是很容易。7135的几个电容就足已占去半块PCB板。仿制者通常用低压的小电容代替，这种情况，AD转换器本身的精度一般是低于0.05%的，最后得到的LCR表也会低于0.1%精度。当我们对LCR表的精度要求特别高时，对电阻的精度要求也高，精密电阻不好找。综合这些因素，最后选STC自带AD，代价是损失少量主参数精度，同时损失较多副参数精度。
信号源是LCR表的一个核心部件，俄版的正弦信号发生器及0°、90°方波发生器，其综合性能并不会优于本电路，相反，本电路显得非常简单，仅使用了一组RC滤波器及DDS程序就完成了这两种信号的生成。
相对许多其它形式的LC测量电路，相敏检波器是LCR表特有的。本电路采用开关式相敏检波器，性能良好。实测了几个数据，比我预想的要好。比如，小信号用0度轴检波，OP07输出得到293.5mV，用180轴得到-293.0，这当中包含用OP07的输出失调、万用表正反向测量误差0.1mV。OP07输出失调的主要原因是输出端用3个1N4148二极管升压。但从最终数据看，两次测量理论值应是互为相反数，实测仅误差0.5mV（0.2%），大信号时，误差还更小，本表采用满度4500mV表头输出。
本LCR电桥的相敏检波器依靠单个模拟开关实现，可以抑制偶次谐波，但没有奇次谐波抑制能力。开关导通时间是半个基波周期，偶次谐波在半周期内共有整倍数谐波周期，谐波的直流平均值是零。奇次谐波，在半个基波周期内有N倍又1/2个谐波周期，多余的1/2周期的直流平均值不是零。DDS输出的奇次谐波是很小的。对于1kHz和100Hz，理论3次谐波幅值约为DAC分辨率的1/2，相当于-50dB左右。对于7.8kHz，采用DDS时钟的2^n分之一倍，相噪小。由于7.8kHz频率与时钟较接近，PWM型DAC的噪声大，谐波失真较大，所以电路中对DDS输出做了6级针对PWM的RC滤波，最后也使得谐波基本消失（在示波器中，在第5级滤波时，就已经无法发现谐波失真）。
由于来自单片机谐波干扰，有可能造成相敏检波质量下降，电路中的带通滤波器，正好对高次谐波有较强的抑制能力。对于7.8kHz，如果没有这个滤波器，测量小信号时，噪声非常大，很容易造成末级过载。这组7.8kHz的滤波器阻抗不能太高，否则很容易耦合其它信号其它，而影响精度。如果使用16k+1nF，阻抗过高，对于7.8kHz频率时，耦合到的杂散信号足以使精度下降0.3%
控制相敏检波器开关的方波信号，本身也是一种干扰信号，但对于这个低频电桥，它的影响可以忽略。从最终的正交分离能力测试来看，相敏检波器的性能优良，虽然只用了一个电子开关
·设计要点：
本LCR表的各级放大器，大多工作在大信号状态，所以要精心设计好放大器，否则容易造成运放过载。
之所以选择大信号，主要还是为了提高抗干扰能力，使得LCR表更容易调试。可以在无屏蔽盒的情况下正常调试。
矿机元件一般都很大个，比如大环天线，直径常常到到1米，用线数十米，天线上的信号也很强。为了更可靠测量，还在电路中加入了带通滤波器。
交流放大器由多级放大器构成，设计时，不论增益开关处于那个状态，应保证第n级运输出信号大于等于第n-1级放大器的输出信号。道理是：当不满足上述条件时，前级可能过载失真，而程序全然不知。在音响系统中，前级调音台过载，可以被电平指示灯显示，也可以被耳朵听出来，这时，我们就可以调大后级功放音量，调小前级调音台的增益，这样就不会失真了。但是，单片机程序没有金耳朵，所以中间级电路本身不得过载，以免造成单片机误判。各运放的最大输出能力相同，所以最好的办法就是后级输出幅度大于等于前级输出，那么过载现象必然引起后级输出过大，进而毫伏表超量程，程序立刻知道电路过载了。
1、表头满度值
表头满度是5.0V，由于OP07运态范围限制及纹波等因素影响，表头满度设计为4.6V，对应950字。
2、相敏检波器增益
检波波器理论灵敏度为2/3.1416*(2*51)/(20+4*51)=0.29倍
3、末级直流放大量设计
末级直流放大量过多，不利于提高信噪比，放大量太少，会造成前级过载。
第三级（U2D运放）信号为A，它的最大不失真的幅度为A0，约为3.5V，取保守值为3.0V，表头满度设计为Vo=4.6V，OP07和相敏检波器的直流总增益是K
当正弦信号达到最大不失幅度A0时，须使表头必须满度，以方便判断是否过载，并充分利用表头分辨率。所以K的合理设计值是A0*K>Vo，算得K>Vo/A0=4.6/3=1.5。类似的，在音频功放中，要使功放得到充分的功率输出，功放的增益K要足够大，使得前级满幅时，功放可以超过最大输出Vo。
实际上，“K=Vo/A0”中的Vo指正弦峰值上限。在正交检波输出后，是Vx和Vy两个量，并不直接输了峰值的Vo，要取模计算才得到Vo。即输入信号的模值达到Vo时被认定为表头满度。
为了进一步利用表头分辨力，可以采用Vx或Vy判定表头溢出。但最糟的一种情况是，当被测向量是45度时，最大模值变为1.414V0，所须前级信号也增加了1.414倍才能满度。为了防止前级运放过载（U2D运放超过A0），K值也必须增加1.414倍，因此采用正交量判别表头溢出时，K值须大于1.414*1.5=2.2倍。因此，对于0度或90度信号，A>V0/K，表头溢出；45度信号，A>1.414*V0/K，表头益出。
本电路OP07直流增益是11倍，K=11*0.29=3.2。许可0度或90度信号的A最大值为A=V0/K=4.6/3.2=1.44V。其中，K设计为3.2，比理论下降要求2.2大了40%，这样就留下了足够的余量，前级运放的动态能力余量更大，调试更容易。
4、第三级（U2D运放）放大量设计
本级加了带通滤波器，衰减系数是1/3，7.8k档衰减系数是1/2.6。计算时按1/3计，7.8k档结合信号源另外调整。
7.8k档设计为1/2.6衰减系数，是为与信号源幅值配合。
为了使得本级放大倍数大于1，所以运放至少要补偿带通滤波器的衰减。
本级是可控增益的，最小放大倍数设计为1/3*(13/3) = 1.44倍
通过开关切换，两档增益是3倍关系。
5、第二级（U2C运放）放大量设计
本级也是可控增益，最小放大为1倍（无电压放大功能）
通过开关切换，两档增益是10倍关系。
6、第一级（U2A和U2B运放）设计
直接采用俄版电路设计。电路增益是5倍。
7、DDS输出信号许可最大值
上面已算得，相敏检波许可最大电压输入值是1.44V
前两级最小增益是1.44*5=7.2倍
因此信号源程序最大幅度限制为1.44V/7.2=200mV
由于信号源与坐标轴之间不一定正好是0或90度，所以200mV通常不会溢出。
100Hz移相小，容易溢出。为此，第三级输出电容采用0.22uF，对100Hz有小量衰减，所以100Hz的DDS输出采用200mV不会溢出。
最后信号源输出设计为：
100Hz，有效值140mV，峰峰值200mV
1kHz，有效值130mV，峰峰值180mV
7.813kHz，有交值0.10V，峰峰值140mV
调试电路时，测定一下信号源运放输出端的信号强度，须比小于等于以上电压设计值。如果比以上值高了10%，本LCR表不能可靠工作。
8、V/I变换器与差动输入的关系
当频率高时，V/I变换器运放的内部增益下降，运放负输入端对地电压不是零，当电流较大时，“虚地”电压也可高达数毫伏。此时，如果不采用差动法检测量桥臂上的电压，误差会很大。为了对付这个问题，差动三运放须有较强的共模抑制能力，两臂上的2k与10k电阻要尽量严格对称。
对于上臂电压，为了消除导线电抗影响，也是需要差动放大的。
有些精简版的LCR电桥，不采用差动三运放，而改用一个运放，这种情况下，电桥精度略有下降，而且只能用于较低频率的大Zx小电流（如1kHz以）条件下测定Zx
9、AD问题
单片机自带的AD只有10bit，用10倍步进，会影响精度。
为了改善这个问题，放大器可控增益的调节以3倍左右的倍率关系步进。
其次，借助AD的高速能力及信号噪声，进行10倍过采样，AD的分辨力提高约1bit。
STC自带的AD，不能测量小于3字的信号。所以，电路中给输出直流信号加了偏置电压。这个偏置电压是利用OP07输出端的2k电阻与10欧电阻分压实现的。
10、V/I变换器与信号源的关系。
V/I变换器也存在过载问题，也要消除它，虽然人工切换量程时可以判断它是否过载，但对于没有经验的使用者来说，并不容易，因为，用眼睛看失真，不如耳朵听失真来得容易。
V/I变换器过载的原因有二，首先，那个运放的反馈回路接了500欧左右内阻的电子开关，它相当于输出衰减器；其次，TL082内部串接了200至300欧电阻，也是一个限流衰减。这样一来，100欧档为了得到0.472V，TL082内部电压将是0.472*(500+300+100)/100 = 4.25V，此时，内部过载。
为了解决过载问题，采用以下方法：考虑到信号源TL082也有过载问题，所以上臂限流电路与下臂电阻电路设计成对称的电路，那么只要信号源不过载，V/I变换器也不过载。
此外，V/I变换器的20欧档，采用了机械输助开关，那么相同电流下，更不容易过载的。
11、信号源
前述，V/I与限流器采用对称结构时，Zx短路，V/I变换器输出端的电压与信号源输出端是一样的。信号源不过载，V/转换器也不过载。
信号源采用DDS，频率精度高。可以输出任意频率。本表采用100Hz、1kHz、7.813Hz
不使用10kHz的原因是：DDS的钟频采用62.5k，输出频率10kHz时，频率已经比较接过钟频了，相位噪声大。为了消除相噪，采用钟频的2^n分之一的频率，这里使用1/8钟频。
信号输出加出了简单的RC滤波器，对于1kHz以下的频率输出，此滤波器相当于6阶滤波器，可以得到良好波形。对于7.813kHz，到了第5阶输出，在示波器中观察已基本看不到失真，到了第6级输出，已经是无法直接观察到失真。
由于不是理想的高阶滤波器，Q值低，所以对7.813kHz的衰减很严重，为了保持100Hz、1kHz、7.813kHz三档输出幅度相对一致，利用单片机控制电子开关对1kHz和100Hz降幅。
五、菜单使用要点：
键名与菜单：
1键—X，2键—R，3键—L，4键—C，5键—Q，6键—F，7键—Rng，8键—Menu
使用8键加1键切换到菜单1
使用8键加2键切换到菜单2
使用8键加3键切换到菜单3
使用8键加4键切换到菜单4
使用8键加5键切换到菜单5
使用8键加6键切换到菜单6
使用8键加7键切换到菜单7
按下8键时，显示当前菜单号，如果再按下1至7键，跳到相应菜单。如果此时按下8键，返回原来菜单。
菜单1（Menu+X键）：
这是开机启动默认菜单
1键(X)：显示电抗X
2键(R)：显示电阻R
3键(L)：显示电感L或C，容量C的单位上加了一个小数点，L没有小数点
4键(C)：串联与并联切换，临时显示消息“P”表并联，“S”表示串联。在并联方式下，每隔数秒钟，会显增出4个小数点。
5键(Q)：显示Q值
6键(F)：频率切换，100Hz时，指示灯亮起，1kHz时不亮
7键(Rng)：量程切换，4个指示灯轮跳
显示单位表示：
10的-12次方，显示为“P”
10的-9次方，显示为“n”
10的-6次方，显示为“u”
10的-3次方，显示为“大n”
10的0次方，显示为“小O”
10的3次方，显示为“三横”
10的6次方，显示为“d”
10的9次方，显示为“G”
在LCD1602版中，用X键切换“串联与并联”模式。其它参数是一次性显示的。第二行的第一个字母，如果为A表示100Hz，B表示1kHz，C表示7.8kHz。第二行的第二个，为1表示20欧档，2表示1k欧档，3表示10k欧档，4表示100k欧档
单位如果含有小数点，说明是容性电抗。
矿机高阻抗变压器，在1kHz时，有的会表现为容抗，而不是感抗。
接入Zx后，先设置好频率，然后选择合适的档位。使得被测Zx的阻抗应与下臂电阻匹配，以取得高精度。设下臂电阻是A，那么Zx在A/30<Zx<30A范围内可得到准确的结果。如果事先不知道Zx的估值，可以选择1k档或10k档测量，得到被测Zx的R与X。当Zx是电感或电容时，其R小X大，因此根据X的测值重新选择档位。当Zx是电阻，则R大X小，下臂应与R匹配，根据R选择档位。
记住一个电抗值，1pF在1MHz下的阻抗是160k欧，1nF在1kHz下电抗是160k。
残余电抗。本表存在残余电抗。为此，测量pF级电容，先不接被测电容，测量出本底电容，我的LCR表本底是3.5pF，然后接上电容测量，若测得23.3pF，那么实际电容就是23.3-3.5=19.8pF，此法与Q表测得的电容比对，1字不差。
测小电阻时，切换到20欧档，按下机械开关，可以增加灵敏度数倍。测量后，弹出开关，以免影响其它档。建议更换为继电器，这样操作更方便。
扩屏显示小数位：按下当前显示值对应的键，就会显示为四位模式，但“单位”不显示了。再按一下1至5任意键，退出四位模式。本LCR表达不到4位的精度，所以通常无需采用4位显示。有时显示1.xx的数值，觉得精度不够，可以按此法扩展一下位数。
显示四个小数点，表示溢出。
显示“Err”，表下臂或上臂出来零值。在LCD1602版中，会显示DIV 0。
本表不设置调零功能。必要时用户需要自行减去零值。
测量时，先检查Zx一下X或R的值是否在量程范围之内，如果超主量程，应切换档位。
菜单2（Menu+C键）：
显示上下桥臂测量所采用的运放增益档位，用于校准可控增益运放的相位误差。
上臂增益显示在前，下臂增益显示在后。LCD1602版，显示为“up：* dw：*”，其中up表示上臂，dw表示下臂。
菜单3（Menu+L键）：
这是调试菜单
1键：增益切换键，切换时，显示屏临时跳出增益档信信号数秒钟，
3键：K3切换键，切换时，显示屏临时跳出增益档信信号数秒钟
4键：相位旋转键，切换时，显示屏暂时跳出置位信号数秒钟，相位旋转的顺序是0度、180度、90度、270度
本菜单下，屏显内容是AD的读值。
在此菜单下，可以检测检波非线性。方法是：Zx接上一个10k电阻，切换到菜单3，用1键把增益置为0位，利用3键和4键，找一个读值为30以下的。接下来，1键更改增益，并记录读值。例如，得到32，92，302，902，理论增益关系是1、3、10、30，所以，以上显示值说明检波器线性度良好，但存在0点误差2字。以上数据统一减2字就正确了。在菜单7中零点误差改正值。
菜单7（Menu+Rng键）：
这是校准菜单，用Q键切换M0——M9。
首次下载时，这M0——M9的值是为-1，若以后有新版程序更新下载，一般不改变M0至M9，是否改变参数值，与程序设计相关。
如果连续按5次C键（清除键），参数恢复为默认值，然后按下L键保存即可。
1键(X键)：数值增加
2键(R键)：数值减小
3键(L键)：保存键
4键(C键)：清零键
5键(Q键)：参数切换键，向左
5键(F键)：参数切换键，向右
6键(Rng键)：快速校准时使用
首次使用时，请设置好这些参数，否则LCR表无法正常工作。
如果对LCR表的副参数精度要求不高，直接采用默认值即可
六、校准LCR表
菜单7为调校菜单，共10个参数，标识为M0、M1、M2、M3、M4、M5、M6、M7、M8、M3.，M4.，M5.，M6.，M7.，M8.含意如下：
M0是100Hz时的零点校准。默认值是22，单位是“字”。
M1是1kHz时的零点校准。默认值是22，单位是“字”。
M2是7.8kHz时的零点校准。默认值是14，单位是“字”。
M3指V/I变换器20欧档的相位补偿值。默认值是0，单位是“0.001弧度”。
M4指V/I变换器1k欧档的相位补偿值。默认值是0，单位是“0.001弧度”。
M5指V/I变换器10k相位补偿值。默认值是0，单位是“0.001弧度”。
M6指V/I变换器100k相位补偿值。默认值是25，单位是“0.001弧度”。
M7指第二可控增益运放的相位补偿。默认值是16，单位是“0.001度”。
M8指第一可控运放的相位补偿值。默认值是20，单位是“0.001弧度”。
M3.是V/I变换器20欧下臂电阻校准。默认值是0，单位是百分之0.01。
M4.是V/I变换器1k欧下臂电阻校准。默认值是0，单位是百分之0.01。
M5.是V/I变换器10k欧下臂电阻校准。默认值是0，单位是百分之0.01。
M6.是V/I变换器100k欧下臂电阻校准。默认值是0，单位是百分之0.01。
M7.指第二可控增益运放的增益校准。默认值是0，单位是百分之0.01。
M8.指第一可控运放的相位增益校准。默认值是0，单位是百分之0.01。
在LCD1602版中，以上15参数分别表示为：
Z0、Z1、Z2、R1X、R2X、R3X、R4X、G1X、G2X、R1、R2、R3、R4、G1、G2
如果参数设置乱了，可以连续按5次C键（清除键）恢复为默认值，再按L键保存。
测量之前，需准备好几个电阻：
校准V/I变换器，需四个已知阻值电阻：20欧、1k、10k、100k
校准可控增益放大器，需两个已知阻值电阻、3.3k、10k欧
在1kHz和7.8kHz下、分别在相应的档位接入20、1k、10k、100k被测电阻，上下臂的放大倍必须相同，否则无法进行幅、相校准。用“M+R”键进入检查菜单，显示为“1，1”说明上下桥臂相对平衡，且信号放大采用了同一增益。如果是“1，0”或“0，1”说明信号幅度不正确。
（一）调校零点偏移（M0、M1、M2参数）
零点调校这是LCR表主参数准确的前提。建议做为调校的第一步，以免影响其它校准工作。用本电路指定的元件型号制作，成品的零点参数几乎相同，因此通常可以直接采用默认值。
100Hz的零点调校参数是M0调校步骤：
1、频率置为100Hz，档位置为100k欧
2、接上1%精度的10欧电阻
3、在菜单1（启动后的默认菜单）中读取R值
用100k档测量10欧电阻，精度会比较差的，读值跳动10%是正常的，因此，读取平均值即可。
如果读值与10欧偏离超过5%，则应调整M0的值。每调大0.1字，读值减小0.5欧左右。如偏差大2欧，大约需要把M0调大0.4字。
调节M1、M2的方法与调整M0的方法相同，只须把频率设置为1kHz和7.8kHz即可。
每次按下按键，蜂鸣器响起，单片机电流变大，引起测量不稳，所以要等蜂鸣器停响才会稳定。
（二）V/I变换器、后级放大器相位补偿（M3、M4、M5、M6、M7、M8）
频率置为7.8kHz，量程置为1k欧档
1、接入20欧电阻，20档。记下此时的Q值，扣除Q0后就是M3要设定的值。
2、接入1k欧电阻，1k档。记下此时的Q值，扣除Q0后就是M4要设定的值。
3、接入10k欧电阻，10k档。记下此时的Q值，扣除Q0后就是M5要设定的值。
4、接入100k欧电阻，100k档。记下此时的Q值，扣除Q0后就是M6要设定的值。
5、接入330欧电阻，1k档。记下此时的Q值，扣除Q0后就是M7要设定的值。校准三倍档相位
6、接入100欧电阻，1k档。记下此时的Q值，扣除Q0后就是M8要设定的值。校准十倍档相位
例：接入100欧被测电阻，测得Q值，存入M8。比如测得0.020，须将M8置为20。
注：对于1k档1kHz，被测电阻在640—1000欧为（1,1），640—440保持，440—280为（0,1），280—250保持，250开始启动（0,2），85—75保持，75以下（0，3）。
（三）V/I变换器、后级放大器幅度补偿M3.、M4.、M5.、M6.、M7.、M8.
保存相对误差万分数。
分别切换到相应档位，接入20欧、1k欧、10k欧、100k欧已知电阻。频率1kHz。测出误差，然后把修正量存入M3.至M8.
后级放大器补偿方法当与上述校准类似。
（四）快速校准：
以上校准，实际操作时比较麻烦。实际校准，可以采用快速校准法。
进入菜单7之后，用Q（向左）或F（向右）键换各参数。
1、M0校准，接入10欧电阻，按Rng进入测量值显示状态，档位会自动切换，按X或R键进行增减，使R读值为10欧，按Rng退出。（建议调校）
2、M1校准同M0。（建议调校）
3、M2校准同M0。（建议调校）
4、M3校准，接入20欧电阻，按Rng进入测量值显示状态，按X或R键进行增减，使Q读值为Q0，按Rng退出。(本档可不校准，置0即可)
5、M4校准，接入1k欧电阻，校准方法同M3。(本档可不校准，置0即可)
6、M5校准，接入10k欧电阻，校准方法同M3。(本档通常置0即可)
7、M6校准，接入100k欧电阻，校准方法同M3。(须调校)
8、M7校准，接入3.3k欧电阻，校准方法同M3。(须调校)
9、M8校准，接入10k欧电阻，校准方法同M3。(须调校)
10、M3.校准，接入已标定的20欧电阻，校准方法同M0。 (如果电阻筛选精确，本档可不校准，置0即可)
11、M4.校准，接入已标定的1k欧电阻，校准方法同M0 。(如果电阻筛选精确，本档可不校准，置0即可)
12、M5.校准，接入已标定的10k欧电阻，校准方法同M0。(如果电阻筛选精确，本档可不校准，置0即可)
13、M6.校准，接入已标定的100k欧电阻，校准方法同M0。(如果电阻筛选精确，本档可不校准，置0即可)
14、M7.校准，接入已标定的3.3k欧电阻，校准方法同M0。(如果电阻筛选精确，本档可不校准，置0即可)
15、M8.校准，接入已标定的10k欧电阻，校准方法同M0。(如果电阻筛选精确，本档可不校准，置0即可)
Q0不一定为零的。开路时，测量出残余电感抗为X。那么，校准时接上电阻R，则Q0=R/X。如开路X=5000k欧，接上100k电阻，Q0=100/5000=0.020
LCD1602版，不必关心Q0，直接调到残余电容显示为开路残余电容即可。
校准M0、M1、M2时，读值跳动比较多，取平均值即可。LCD1602版，屏上会提示待接入电阻的阻值。
相位校准后，测Q精度有提高，大约有效测量可以提升到300，误差为Q/300，相当于D值误差0.003左右。测得Q=300，即D=0.0033，它的真值0.0033±0.003，或者说Q的真值在150至无穷大之间。
校准后，测量Q大于1000的电容，应显示为999
七、关于误差
误差主要来源：
1、AD分辨力、单片机内的DDS噪声等引起的电桥计算误差。约引入0.2%误差。简易测试方法：接入1k电阻，1kHz档校准后，查看7.8kHz与100Hz的测值偏差情况。
2、V/I变换器误差，误差0.15%，这与校准精度、下臂电阻温漂，差动三运放电阻温漂等有关系。校准时，尽量采用99xx阻值电阻，而不要使用10xx电阻。它们的分辨力相差10倍。
3、三倍可控增益校准误差0.1%
4、十倍可控增益校准误差0.1%
5、高阻测量时，还有一些干扰引起误差
主量程内的误差，是上述误差的均方值。即sqrt(0.2^2+0.15^2+0.1^2+0.1^2)%=0.3%
实测比对，误差一般在0.1%至0.3%之间
考虑到长期稳定性问题，误差估计为0.5%
关于基本误差：
基本量程精度是0.5%
Zx电抗在下臂电阻的1/30至50倍时，1kHz档精度达到0.5%，实际上，1kHz下做了一个小测试，测定了100至200k的十个电阻，精度全部达到0.25%左右
Zx电抗在下臂电阻的1/30至50倍之外时，误差变大。Zx在/1/30倍与50倍之内，可按300字测算精度，即0.3%，做为误差指标采用0.5%即可。
最小分辨阻抗：
本电桥最小分辨阻抗：下臂按300字保守估计，那么上臂1字分辨力对应的阻抗是下臂电阻的1/(300*30)≈1/10000
由于上臂阻抗很小时，下臂会接近于满度，约为700字，AD转换又采用了过采样，分辨力提高一倍以上，所以下臂至少达到1500字的分辨力。因此，最小分辨阻抗为实为1/(1500*30) ≈1/50000，对于100k欧档，可分辨到1至2欧
20欧档的最小分辨阻抗是20/10000=2毫欧。
1k欧档的最小分辨阻抗是1000/10000=0.1欧。
10k欧档的最小分辨阻抗是10000/10000=1欧。
100k欧档的最小分辨阻抗是100000/10000=10欧。
同样道理，最大阻抗分辨力为量程电阻的10000倍
100k欧档的最大分辨阻抗是100k*10000=1G欧左右。阻抗高了，很容易受到干扰，实际无法分辨到G欧，只能分辨到和百兆欧。
最小单位显示符号：电抗（X和R）为mΩ，L为uH，C为pF
显示字数：3字，扩展显示为4字。3字显示时，电感只显示到0.01uH。LCD1602显示屏，直接显示为4字。
按下L键，显示L或C。当电抗X为负值时显示电容量，为正时显示电感量。当X处于零点上正负跳动，此时显示L或C跳变，C会很大，L会很小。选择正确的档位，不会出现这个问题的。
有效分辨阻抗与精度表示：
有效分辨阻抗 = 读数的1/300 + 最小分辨主抗
如：测得电阻48.44欧，它并不能分辨到0.01欧，实为48/300=0.16欧
如：测得电阻30.01毫欧，它并不能分辨到0.01毫欧，实为30/300+2=2.1毫欧，实际分辨力会好一些，测量到1毫欧问题不大。
100Hz、1kHz档主参数精度表达示意：
20欧档精度：0.5% of reading + 2毫欧， 0到50*20欧=1k欧
1k欧档精度：0.5% of reading + 0.1欧，0到50*1k=50k欧
10k欧档精度：0.5% of reading + 1欧，0到50*10k=500k欧
100k欧档精度：0.5% of reading + 10欧，0到2M欧，高阻测量须考虑残余电阻。
5M至100M欧读值仅共参考，未测试，
副参数的精度比主参数的精度低。X与R，起主导作用的那个为主参数。如，电容以容性为主时，主参数是X，副参数是R。电阻的主参数一般是R。
副参数的串联电抗比主参数小，有效读数也会比较小，因此误差变大。
副参数的精度表达形式与主参数相同，但reading部分要用主参数读值代入。
主、副参数，是用同等增益放大器输出，然后采样并运算得到的。所以它们的分辨力是相同的。
关于大电容ESR的测量误差：
ESR指等效串联电阻，LCR数字电桥是测量ESR相对于简易的阻抗法测量，精度要高很多的。这块LCR表频率不高，只做到7.8kHz，所以测量ESR的适用范围较小。如果仅仅是想知道10kHz左右时的ESR，电桥可以准确测定的。精度方面与电容材质、容量有关。高Q的电容，即ESR非常小的电容，本表基本上无能为力，测不了，常常直接显示为0或-0。
本表可以测量Q值低于200的电容ESR。
设容抗为X，ESR的有效分辨力是“2毫欧+X/300”
如果Q小于1，ESR的有效分辨力是“2毫欧+R/300”
大于200的，ESR测量不可靠的。举例来说：高压的CBB22电容，测不了，它的ESR太小了。
例1：0.47uF/630V CBB22电容为例
我的LCR表测得结果是：容抗X=-43欧，R=-0.01欧（0与-0.01之间跳），Q = 43/0.01=4300。
显然，这个ESR测量结果是不正确的，甚至出现了负值。
本表测量这类电容的ESR，有效分辨力是容抗的1/300，也就是说，容抗43欧，只能分辨到43/300=0.14欧。做乐观的误差估计，它也难以分辨到0.14/2=0.07欧。这就造成它无法测量这个CBB电容了，因为该电容的ESR小于0.07欧
例2：1uF/400V CL21电容
我的LCR表测得结果是：X=-22欧，R=0.22欧，Q=100
有效分辨是22/300=0.07欧，现在测得的ESR是0.22欧，比0.07欧大得多，因此这个测值是有效的。
精度做最坏估计：0.07/0.22=30%，当然，上面的分辨力估计有很大的余量，实际误差是小于30%的。
例3：测量电解220uF电容
我的LCR表测得结果是：X=-96.7毫欧，R=101毫欧，Q=0.95
有效分辨是101/300+2=2.3毫欧，现在测得的ESR是101毫欧，比2.3毫欧大得多，因此这个测值是有效的，而且精度很好。
以上测试频率为7.8kHz，20欧档
电感电容的分辨力：
电感分辨力约为2 mΩ/(6.28*7.8kHz)=0.04uH，实际可分辨到0.01uH至0.02uH左右。
频率7.8kHz时，电容分辨力约为1/(6.28*7.8kHz*1G欧) = 0.02pF，实际受干扰，有效分辨率仅0.05至0.1pF左右
电感、电容误差，按照X的误差估计即可。Q值较大时，X误差就是基本误差0.5%
Q值精度：
Q值精度比较特殊。串联测量时Q=X/R，并联法测量时Q=R/X。Q值的误差实际上是X和R二者中精度最低的那个。
相对误差是：(主参数分辨力 + 量程固定误差) / 副参数读值
也可写为：（Q * 副参数/300 + 量程固定误差）/ 副参数 = Q/300 + 量程固定误差 / 副参数
Q值较大时，由于Q值误差较大，相对误差表示为：Q/300即可。
例如，Q=300时，误差可能达到300/300=100%，如600Q可能测为300Q，高阻时，噪声大，Q误差可能更大，低阻时误差一般小于100%
综上，Q值大于300，本表测Q已经不可靠了。可以认为，读数大于500的，本表测值为无穷大。
D值精度：
本表不显示D值。D值是Q值的倒数。误差为0.003+2毫欧/ESR，在D<0.5时评估
1000pF以下的Q值测定精度：
这种小电容，一般要用7.8kHz档测量，以考查它的高频Q值。
以下是7.8kHz情况下讨论测量原理与方法。
本表存在正负70M欧兆至2G欧的并联残余电阻。而且这个残余电阻是很不稳定的，漂移严重，有时是70M，有时变为500M。
考虑到残余电阻的不稳定性，所以当被测电容的并联损耗电阻接近于残余电阻时，Q值就无法测定了。通常只能测量40M欧以下的损耗电阻。
10pF的容抗是2M欧，如果它的Q值是20，那么它的并联损耗电阻是40M欧，已经接近于残余电阻了。
对于10pF电容，只能测量20Q，大于20的，只能知道这个电容Q值大于20，具体Q值本表无法分辨，也许它的Q值是1000。
对于50pF电容，只能测量100Q。
对于100pF电容，只能测量200Q。
上述举例的3个不同容量电容，当测到了它们的上限值（20，100，200），误差是很大的。结果也只是作为参考。
小容量电容ESR测量误差来源：
其一是AD分辨力和鉴相器的综合误差，它对ESR误差的贡献是A=X/300（X为电抗分量）
其二是不稳定的并联残余电阻造成的误差。其值为R0=50M欧估值。
对于Q>2，R0转为串联方式，其值为r0=X2/R0
因此，ESR误差为A+r0 = X2/R0 + X/300 = X ( X/ R0 + 1/300 )
从上式看，当X/R0<1/300，即X<170k欧（C大于120pF），R0引入的误差变为次要，误差直接采用X/300估计即可。
也可以采用均方误差估计，所得误差值会小一些。又因为R0估值有较大余量，所以直接取X2/R0与X/300两者中较大的为误差估计项即可。
例1，测得220pF独石电容的电抗为90k欧，那么ESR误差是90/300=0.3千欧。
例2，测得80pF瓷电容的电抗为230k欧，那么ESR误差是230*0.23/50)=1千欧。
例3，测得20pF瓷电容的电抗为2.2M欧，那么ESR误差是2.2*2.2/50)=0.1M欧。对于这种电容，要想利用这个LCR表估计Q值，建议在并联模式下，观察接入20pF电容前后等效并联电阻的变化情况。如，接入前是100M至150M欧之间跳变，接入后也是在这个范围内跳变，说明这个电容的Q值很高，在200以上，LCR表无法分辨。也可以多个相同的电容并联起来测量，得到的Q值将变得准确许多。其实，7.8kHz的电桥是不适合测量这么小电容的Q值的
下表是洞洞板LCR表电阻测量精度实测（未做相位校准）：
被测电阻 档位 100Hz 1kHz 7.8kHz
2.5mΩ 20欧 2.2 mΩ 3.1mΩ 2.2 mΩ
7mΩ 20欧 7 mΩ 7 mΩ 7 mΩ
14mΩ 20欧 14 mΩ 13 mΩ 13 mΩ
223 mΩ 20欧 222 mΩ 222 mΩ 222 mΩ
2.210M 100k并 2.213M 2.205M 2.187M
4.436M 100k并 4.46M 4.42M 4.30M
Zx开路时，100k档并联残余电阻是2.4GΩ(100Hz)，2GΩ(1kHz)，127MΩ(7.8kHz)，使用并联法测量电阻，所得阻值实际上是残余电阻与被测电阻的并联值。
上表2.21M欧7.8kHz测量，并联值是2.21//127 = 2.17M欧，实际显示为2.19M
上表4.44M欧7.8kHz测量，并联值是4.44//127 = 4.30M欧，实际显示为4.30M
串联法测量高阻值电阻，在7.8kHz档，受残余导抗影响，测值误差很大。因此，测量高阻值电阻，应并联法测量，而不应使用串联法。
下表LCD1602版实测精度（已做校准）：
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